反激變換器拓?fù)涞碾娐吩O(shè)計(jì)

1．介紹

反激變換器拓?fù)湓?W到 150W的小功率場合中得到廣泛的應(yīng)用。這個(gè)拓?fù)涞闹匾獌?yōu)點(diǎn)是在變換器的輸出端不需要濾波電感，從而節(jié)約了成本，減小了體積。在以往一些中文參考資料的敘述中，由于同時(shí)涉及電路和磁路的設(shè)計(jì)，容易造成設(shè)計(jì)過程中的混亂，反激變換器電路本身的一些特性卻沒有得到應(yīng)有的體現(xiàn)。在文中，介紹了反激變換器的基本工作原理，對不連續(xù)模式反激變換器的設(shè)計(jì)過程，各參數(shù)之間的決定關(guān)系作了簡練而準(zhǔn)確的描述。由于電路設(shè)計(jì)和磁路設(shè)計(jì)分別介紹，對讀者掌握反激變換器的設(shè)計(jì)有很好的幫助。

2．不連續(xù)模式反激變換器的基本原理

反激變換器在開關(guān)管導(dǎo)通期間，變壓器儲(chǔ)能，負(fù)載電流由輸出濾波電容提供。在開關(guān)管關(guān)斷期間，儲(chǔ)存在變壓器中的能量轉(zhuǎn)換到負(fù)載，提供負(fù)載電流，同時(shí)給輸出濾波電容充電，并補(bǔ)償開關(guān)管導(dǎo)通期間損失的能量。

圖1a是反激變換器的基本拓?fù)?。圖中有兩個(gè)輸出電路，一個(gè)主輸出和一個(gè)從輸出。負(fù)反饋閉合環(huán)路采樣主輸出電壓Vom。Vom的采樣值與參考值比較，輸出的誤差信號(hào)放大信號(hào)控制Q1的導(dǎo)通時(shí)間脈沖，使得Vom的采樣值在電網(wǎng)和負(fù)載變化時(shí)等于參考電壓，從而穩(wěn)定輸出電壓。從輸出跟隨主輸出得到相應(yīng)的調(diào)節(jié)。

電路的工作過程如下：當(dāng)Q1導(dǎo)通，所有線圈的同名端（帶·）相對于非同名端（不帶·）是負(fù)極性。輸出整流二極管D1和D2反向偏置，輸出負(fù)載電流由輸出濾波電容C1和C2提供。

在Q1導(dǎo)通期間，Np上施加了一個(gè)固定的電壓（Vdc-1）（這里假設(shè)開關(guān)管的導(dǎo)通壓降是1V），并且流過以斜率dI/dt=（Vdc-1）Lp線性上升的電流，這里L(fēng)p是原邊的磁化電感。在導(dǎo)通時(shí)間的最后，原邊電流上升到Ip=（Vdc-1）Ton/Lp。這個(gè)電流代表電感上儲(chǔ)存的能量為

（1）

這里E單位焦耳，Lp單位亨，Ip單位安培

當(dāng)Q1關(guān)斷，磁性電感上的電流強(qiáng)制使所有線圈上的極性反向。假設(shè)這時(shí)沒有從次級(jí)繞組，只有主次級(jí)繞組，由于電感中的電流不能瞬時(shí)改變，在關(guān)斷的瞬時(shí)，原邊電流轉(zhuǎn)換到次級(jí)，幅值為Is＝Ip（Np/Nm）。

經(jīng)過幾個(gè)周期以后，次級(jí)DC電壓Vom已經(jīng)建立。隨著Q1關(guān)斷，Nm上的同名端為正極性，電流從同名端流出，并且線性地下降（圖1c），斜率為 dIs/dt=Vom/Ls，其中Ls是次級(jí)電感。如果次級(jí)電流在下一個(gè)導(dǎo)通時(shí)間之前下降到0，則儲(chǔ)存在原邊電感的能量全部釋放到負(fù)載，稱這個(gè)電路工作于不連續(xù)模式。輸入功率表示為在Q1一個(gè)導(dǎo)通時(shí)間T釋放的能量E，那么在這個(gè)周期的最后，從Vdc吸收的功率為

另由于Ip=（Vdc-1）Ton/Lp，那么

從（2b）式可以看出，只要保持VdcTon的積為常數(shù)，則反饋環(huán)保持輸出電壓為常數(shù)。

圖1 不連續(xù)模式反激變換器。（當(dāng)Q1導(dǎo)通，所有整流二極管反向偏置，輸出電流由輸出電容提供。Np相當(dāng)于一個(gè)純電感，負(fù)載電流在Np中線性地建立直到峰值Ip。當(dāng)Q1關(guān)斷，原邊儲(chǔ)存的能量

釋放到副邊，提供負(fù)載電流，并補(bǔ)充電容在Q1導(dǎo)通期間損失的能量。如果電流在下一個(gè)導(dǎo)通周期開始之前到達(dá)0，電路就是不連續(xù)的）

3．輸出電壓和輸入電壓，導(dǎo)通時(shí)間，負(fù)載的關(guān)系

若變換器的效率為80％，則

從（2b）式可以看出，最大導(dǎo)通時(shí)間

發(fā)生在最小供電電壓，所以

那么，

即

這樣當(dāng)Vdc或Ro上升時(shí)，反饋環(huán)會(huì)通過減小Ton來調(diào)節(jié)輸出。Vdc或Ro下降時(shí)，則增加Ton。

4．電路設(shè)計(jì)的流程和各參數(shù)之間的決定關(guān)系

4.1確定原邊/副邊匝數(shù)比

在正確的設(shè)計(jì)流程中，有很多參數(shù)需要確定，首先是選擇原邊/主副邊匝數(shù)比Np/Nsm。這個(gè)參數(shù)決定了在功率開關(guān)管上的最大關(guān)斷電壓應(yīng)力

（不考慮漏感尖峰）。忽略漏感尖峰，在最大DC輸入和1V整流壓降下，最大開關(guān)電壓應(yīng)力是

（4）

假設(shè)漏感尖峰為0.3Vdc，在保證開關(guān)管相關(guān)參數(shù)（Vceo，Vcer或Vcev）的最大額定值有大于30％的安全裕量下，

的選擇應(yīng)盡可能低。

4.2確保磁心不飽和，電路保持不連續(xù)模式

為了保證磁心不會(huì)偏離磁滯環(huán)路，導(dǎo)通伏-秒積（圖1d中的A1）必須等于復(fù)位伏-秒積（圖1d中的A2）。假設(shè)Q1導(dǎo)通壓降和D2正向?qū)▔航稻?V，

（5）

這里Tr是復(fù)位時(shí)間，也是次級(jí)電流需要的回復(fù)到0的時(shí)間，參看圖1c。

為了保證電路工作于不連續(xù)模式，設(shè)置死區(qū)時(shí)間（圖1c中Tdt），以便最大導(dǎo)通時(shí)間

（在Vdc最小時(shí)發(fā)生）加上復(fù)位時(shí)間Tr時(shí)只有整個(gè)周期的80％。留出0.2T的裕量應(yīng)付Ro的意外下降，因?yàn)楦鶕?jù)（3）式，如果Ro減小，反饋環(huán)會(huì)增加Ton以保持Vo為常數(shù)。

由于誤差放大器設(shè)計(jì)在不連續(xù)時(shí)可以保持環(huán)路穩(wěn)定，如果電路間歇性地入連續(xù)模式，將會(huì)發(fā)生振蕩。振蕩發(fā)生的過程如下，DC負(fù)載電流的增大或者Vdc的減少引起誤差放大器增加Ton以保持Vo為常數(shù)，參看（3）式。Ton的增加導(dǎo)致死區(qū)時(shí)間Tdt的減小，甚至次級(jí)電流在Q1下一個(gè)導(dǎo)通時(shí)間開始之前沒有下降到 0，這就是連續(xù)模式的開始。如果誤差放大器沒有非常低的帶寬來應(yīng)付這種情況，電路就會(huì)發(fā)生振蕩。為保證電路保持不連續(xù)模式，最大導(dǎo)通時(shí)間要要滿足以下關(guān)系

即

當(dāng)Np/Nsm已經(jīng)由（4）式根據(jù)確定的

計(jì)算出來時(shí)，（5）式和（6）式中就只有兩個(gè)未知數(shù)，那么可以從這兩個(gè)等式得出

（7）

4.3由最小輸出電阻和最小DC輸入電壓確定的原邊電感

從（3）式，原邊電感為

（8）

4.4開關(guān)峰值電流，最大電壓應(yīng)力

如果是雙極性三極管，在峰值電流為

時(shí)應(yīng)該有可接受的高增益。這里

由（7）式計(jì)算得出，Lp由（8）式計(jì)算得出。

如果是MOSFET，應(yīng)該將從（9）式得出的計(jì)算值增大5-10倍作為峰值額定電流，以便它的導(dǎo)通電阻足夠低，產(chǎn)生低壓降。

4.5原邊和副邊均方根電流

原邊電流是具有峰值Ip（由（9）式計(jì)算得出）的三角波。它的均方根值是

（10）

這里Ip和

由（9）式和（7）式給出。

副邊電流是峰值為Is=Ip（Np/Ns）的三角波，導(dǎo)通時(shí)間為Tr，原邊/副邊匝數(shù)比Np/Ns由（4）式給出，Tr=（T-Ton）。則次級(jí)均方根電流為

（11）

知道了均方根電流，就可以確定變壓器原邊和副邊的線徑。按500圓密耳/安培計(jì)，將上述計(jì)算的均方根值乘以500，即得到導(dǎo)線的圓密耳值。

4.6 輸出濾波電容的確定

輸出濾波電容根據(jù)輸出電壓紋波的要求來確定。必須保證在最大輸出電流（Io（max））時(shí)電壓紋波（△V）仍然在規(guī)定范圍內(nèi)

由于在開關(guān)管關(guān)斷的瞬間，副邊峰值電流流過輸出電容的等效串聯(lián)電阻Resr，引起電壓降落。因此，實(shí)際中Co的取值比計(jì)算值大。