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引言
服務(wù)器、網(wǎng)絡(luò)交換機(jī)、冗余存儲(chǔ)磁盤陣列（RAID），以及其它形式的通信基礎(chǔ)設(shè)施等高可用性系統(tǒng)，需要在整個(gè)使用生命周期內(nèi)具有接近零的停機(jī)率。如果這種系統(tǒng)的一個(gè)部件發(fā)生了故障或是需要升級(jí)，它必須在不中斷系統(tǒng)其余部分的情況下進(jìn)行替換，在系統(tǒng)維持運(yùn)轉(zhuǎn)的情況下，發(fā)生故障的電路板或模塊將被移除，同時(shí)替換部件被插入。這個(gè)過程被稱為熱插拔（hot swapping）（當(dāng)模塊與系統(tǒng)軟件有相互作用時(shí)，也被稱為hot plugging1）。為了實(shí)現(xiàn)安全的熱插拔，通常使用帶交錯(cuò)引腳的連接器來保證地與電源的建立先于其它連接，另外，為了能夠容易的從帶電背板上安全的移除和插入模塊，每塊印制板（PCB）或熱插拔模塊都帶有熱插拔控制器2。在工作狀態(tài)下，控制器還可提供持續(xù)的短路保護(hù)和過流保護(hù)。
盡管切斷或開啟的電流會(huì)比較大，但大電流設(shè)計(jì)的一些微妙之處卻常常未得到充分的考慮?！凹?xì)節(jié)決定成敗”，本文將重點(diǎn)分析熱插拔控制電路中各部件的功能及重要性，并深入分析在設(shè)計(jì)過程中使用ADI公司ADM11773熱插拔控制器時(shí)的設(shè)計(jì)考慮和器件選型標(biāo)準(zhǔn)。
熱插拔技術(shù)
常用的兩種系統(tǒng)電源電壓為-48 V和+12 V，它們使用不同的熱插拔保護(hù)配置。-48 V系統(tǒng)包含低端熱插拔控制器和導(dǎo)通MOSFET；而+12 V 系統(tǒng)使用高端熱插拔控制器和導(dǎo)通MOSFET。
-48 V方案來源于傳統(tǒng)的通信交換系統(tǒng)技術(shù)，如高級(jí)通信計(jì)算架構(gòu)（ATCA）系統(tǒng)、光網(wǎng)絡(luò)、基站，以及刀片式服務(wù)器。48 V電源通?？捎呻姵亟M提供，選用48 V是因?yàn)殡娫醇?a target="_blank">信號(hào)能被傳輸至較遠(yuǎn)的距離，同時(shí)不會(huì)遭受很大損失；另外，在通常條件下，由于電平不夠高，所以不會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的電氣沖擊危險(xiǎn)。采用負(fù)電壓的原因是，當(dāng)設(shè)備不可避免的暴露在潮濕環(huán)境中時(shí)，在正極端接地的情況下，從陽極到陰極的金屬離子遷移的腐蝕性較弱。
然而，在數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中，距離并不是重要因素，+12 V電壓會(huì)更加合理，它常用于服務(wù)器及網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)中。本文將重點(diǎn)介紹+12 V系統(tǒng)。
熱插拔事件
考 慮一個(gè)具有12 V背板及一組可移除模塊的系統(tǒng)。每個(gè)模塊必須能在不影響任意相鄰模塊正常工作的條件下被移除和替換。當(dāng)沒有控制器時(shí)，每個(gè)模塊可能會(huì)對(duì)電源線造成較大的負(fù)載電容，通常在毫法量級(jí)。首次插入一個(gè)模塊時(shí)，其未充電的電容需要所有可用的電流來對(duì)其進(jìn)行充電。如果不對(duì)這個(gè)浪涌電流加以限制，這個(gè)很大的初始電流將會(huì)降低端電壓，導(dǎo)致主背板上的電壓大幅下降，使系統(tǒng)中的多個(gè)鄰近模塊復(fù)位，并破壞模塊的連接器。
這個(gè)問題可通過熱插拔控制器（圖1）來解決，熱插拔控制器能合理控制浪涌電流，確保安全上電間隔。上電后，熱插拔控制器還能持續(xù)監(jiān)控電源電流，在正常工作過程中避免短路和過流。
圖1 熱插拔應(yīng)用框圖
熱插拔控制器
ADM1177熱插拔控制器包括三個(gè)主要元件（圖2）：用作電源控制主開關(guān)的N溝道MOSFET、測量電流的檢測電阻，以及熱插拔控制器。熱插拔控制器用于實(shí)現(xiàn)控制MOSFET導(dǎo)通電流的環(huán)路，其中包含一個(gè)電流檢測放大器。
圖2、ADM1177功能框圖
熱插拔控制器內(nèi)部的電流檢測放大器用于監(jiān)控外部檢測電阻上的電壓降。這個(gè)小電壓（通常為0~100 mV）必須被放大到可用的水平。ADM1177中放大器的增益為10，那么，舉例來說，某個(gè)給定電流產(chǎn)生的100 mV電壓降將被放大到1 V。這個(gè)電壓將與固定或可變的 基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。如果使用1V的基準(zhǔn)源，那么在檢測電阻上產(chǎn)生 100 mV（±3%）以上電壓的電流將導(dǎo)致比較器指示過流。因此，最大電流觸發(fā)點(diǎn)主要取決于檢測電阻、放大器增益，以及基準(zhǔn)電壓；檢測電阻值決定了最大電流。定時(shí)器電路用于設(shè)定過流持續(xù)時(shí)間。
ADM1177 具有軟啟動(dòng)功能，其中過流基準(zhǔn)電壓線性上升，而不是突然開啟，這使得負(fù)載電流也以類似方式跟著變化。這可通過從內(nèi)部電流源往外部電容（SS引腳）注入電流，令比較器的基準(zhǔn)輸入從0 V到1 V線性升高而實(shí)現(xiàn)。外部SS電容決定了上升的速度。如果需要，SS引腳也可以直接使用電壓驅(qū)動(dòng)，以設(shè)定最大電流限。
由 比較器及參考電路構(gòu)成的開啟電路用于使能器件。它精確設(shè)定了使能控制器所必須達(dá)到的電源電壓。器件一旦使能，柵極就開始充電，這種電路所使用的N溝道MOSFET的柵極電壓必須高于源極。為了在整個(gè)電源電壓（VCC）范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)這個(gè)條件，熱插拔控制器集成了一個(gè)電荷泵，能夠?qū)?GATE引腳的電壓維持在比VCC還高10 V的水平。必要時(shí)，GATE引腳需要電荷泵上拉電流來使能MOSFET，并需要下拉電流來禁用MOSFET。較弱的下拉電流用于調(diào)節(jié)，較強(qiáng)的下拉電流則用于在短路情況下快速禁用MOSFET。
熱插拔控制器的最后一個(gè)基本模塊為定時(shí)器，它限制過流情況下電流的調(diào)節(jié)時(shí)間。選用的MOSFET能在指定的最長時(shí)間內(nèi)承受一定的功率。MOSFET制造商使用如圖3所示的圖表標(biāo)出這個(gè)范圍，或稱作安全工作區(qū)（SOA）。
圖3 MOSFET SOA圖
SOA 圖所示的是漏源電壓、漏極電流，以及MOSFET能夠承受這一功耗的持續(xù)時(shí)間之間的關(guān)系。例如，圖3中的MOSFET在10 V和85 A（850 W）條件下能承受1 ms，如果這一條件持續(xù)更長時(shí)間，則MOSFET可能損壞。定時(shí)器電路使用外部定時(shí)器電容來限制MOSFET經(jīng)受這些最壞條件的時(shí)間。例如，如果定時(shí)器設(shè)置為1ms，當(dāng)電流的持續(xù)時(shí)間超過1 ms的限制時(shí)，電路就會(huì)暫停，并關(guān)斷MOSFET。
為了提供安全裕量，在ADM1177中，定時(shí)器的電流檢測電壓激活閾值被設(shè)置為92 mV，因此，當(dāng)檢測電壓接近100 mV的額定值時(shí)，熱插拔控制器就會(huì)開始計(jì)時(shí)。
設(shè)計(jì)實(shí)例
由于ADM1177等控制器的設(shè)計(jì)允許一定的靈活性，因此演示其在12 V熱插拔設(shè)計(jì)實(shí)例中的應(yīng)用是很有用的。在本例中，假設(shè)：
控制器為ADM1177
VIN = 12 V （±10%）
VMAX = 13.2 V
ITRIP = 30 A
CLOAD = 2000 μF
VON = 10 V （較好的開啟控制器的電源電平）
IPOWERUP = 1 A （上電過程中所需的直流偏置電流）
為簡化討論，計(jì)算中不考慮器件容差效應(yīng)。當(dāng)然，在最壞條件的設(shè)計(jì)中，應(yīng)當(dāng)考慮這些容差。
ON 引腳
首先考慮在電源電壓超過10 V的情況下使能控制器的情況。如果ON引腳的閾值為1.3 V，從VIN 到ON引腳的分壓器比例應(yīng)該設(shè)定為0.13:1。 為了保證準(zhǔn)確性，選擇電阻時(shí)應(yīng)考慮到引腳的漏電。
由10 kΩ與1.5 kΩ構(gòu)成的電阻分壓器的分壓比為0.130。
檢測電阻的選擇
檢測電阻的選取應(yīng)以開啟定時(shí)器所需的負(fù)載電流為依據(jù)。
其中 VSENSETIMER = 92 mV.
檢測電阻在30 A電流下消耗的最大功率為
因此，檢測電阻應(yīng)該能承受3W的功率。如果沒有具有適當(dāng)?shù)念~定功率或阻值的單個(gè)電阻，可以使用多個(gè)電阻并聯(lián)來構(gòu)成檢測電阻。
負(fù)載電容充電時(shí)間
選擇MOSFET之前必須確定負(fù)載電容充電所需的時(shí)間。在上電階段，由于負(fù)載電容的浪涌電流效應(yīng)，控制器通常會(huì)達(dá)到電流限制。如果TIMER引腳設(shè)置的時(shí)間不足以允許負(fù)載電容完成充電，那么MOSFET將被禁用，系統(tǒng)無法上電。我們可以使用下列公式來確定理想的充電時(shí)間：
其中 VREGMIN = 97 mV，是熱插拔控制器的最小調(diào)節(jié)電壓。
這個(gè)公式假定負(fù)載電流瞬時(shí)從0 A上升到30 A，這是一個(gè)理想情況。實(shí)際上，較大MOSFET的柵極電荷量QGS會(huì)限制柵極電壓的壓擺率，從而限制上電電流，因此，一定量的電荷會(huì)傳輸?shù)截?fù)載電容而不觸發(fā)定時(shí)器功能。在圖4中，具有較大QGS的MOSFET會(huì)導(dǎo)致定時(shí)器的工作時(shí)間短于具有較小QGS的MOSFET，前者為T1 ~ T3，而后者為T0 ~ T2。
圖4、啟動(dòng)過程中QGS的影響
這是因?yàn)樵赥0和T1之間傳輸電荷的增加小于電流限制，因此實(shí)際時(shí)間小于計(jì)算所需的時(shí)間。這個(gè)數(shù)值難以定量，它取決于控制器柵極電流以及MOSFET的柵極電荷和電容。在某些情況下，它可能占到整個(gè)充電電流的30％，因此在設(shè)計(jì)中需要對(duì)其加以考慮，尤其是使用大MOSFET及大電流的設(shè)計(jì)。
在利用具有較小柵極電荷的MOSFET的設(shè)計(jì)中，可假設(shè)柵極電壓的上升速度很快。這會(huì)導(dǎo)致從0 A到ITRIP的快速增加，從而引起不希望 的瞬變，在這種情況下，應(yīng)使用軟啟動(dòng)。
軟啟動(dòng)
利用軟啟動(dòng)，浪涌電流在軟啟電容設(shè)定的期間可以從零線性增加到滿量程。通過逐步提高基準(zhǔn)電流，能避免浪涌電流突然達(dá)到30 A的限制。需要注意的是，在軟啟過程中，電流處于調(diào)整過程中，因此，定時(shí)器從軟啟動(dòng)開始之際就進(jìn)入工作狀態(tài)，如圖5所示。
圖5 軟啟動(dòng)對(duì)定時(shí)器的影響
因此，推薦將軟啟動(dòng)時(shí)間設(shè)定為不超過定時(shí)器總時(shí)間的10％~20％。例如，可以選擇100 μs的時(shí)間。軟啟電容可由下式確定：
其中 ISS = 10 μA and VSS = 1 V.
MOSFET與定時(shí)器的選擇
選擇合適的MOSFET的第一步為選定VDS 和ID標(biāo)準(zhǔn)。對(duì)于12 V系統(tǒng)來說，VDS應(yīng)為30 V或40 V，以處理可能損壞MOSFET的瞬變。MOSFET的 ID應(yīng)遠(yuǎn)大于所需的最大值（參考圖3的SOA圖）。在大電流應(yīng)用中，最重要的指標(biāo)之一為MOSFET的導(dǎo)通電阻RDSON。較小的RDSON能確保MOSFET在正常工作時(shí)具有最小功耗，并在滿負(fù)載條件下產(chǎn)生最少的熱量。
對(duì)熱量及功耗的考慮
因?yàn)楸仨氁苊膺^熱，因此，在考慮SOA指標(biāo)與定時(shí)器選擇之前，應(yīng)該先考慮MOSFET在直流負(fù)載條件下的功耗。隨著MOSFET溫度的升高，額定功率將會(huì)減小或降額。此外，在高溫下工作時(shí)，MOSFET的使用壽命會(huì)縮短。
前面提及熱插拔控制器將在92 mV的最小檢測電壓下開啟定時(shí)器。為了進(jìn)行計(jì)算，我們需要知道不會(huì)觸發(fā)定時(shí)器的最大允許直流電流。假設(shè)最壞條件下的VREGMIN 為97 mV，那么，
假設(shè) MOSFET‘s 最大 RDSON is 2 mΩ，則功率為
數(shù)據(jù)手冊(cè)中會(huì)給出MOSFET在常溫下的熱電阻。封裝尺寸及附加的銅引線會(huì)對(duì)其具有一定影響。假設(shè)
由于 MOSFET需要消耗2.1W的功率，最壞條件下，溫度可能將上升到高于室溫126°C：
降低這個(gè)數(shù)值的一種方法是并聯(lián)使用兩個(gè)或更多的MOSFET，這樣能有效降低RDSON，從而降低MOSFET的功耗。使用兩個(gè)MOSFET時(shí)，假設(shè)電流在器件間均勻匹配（允許一定的容差），那么每個(gè)MOSFET的溫度升高最大值為32°C。下式給出了每個(gè)MOSFET的功耗：
假設(shè)室溫TA = 30°C，再加上這個(gè)溫度上升值，那么每個(gè)MOSFET的最大溫度為62°C。
MOSFET SOA考慮
下一步需要檢查SOA圖，以選擇合適的能工作在最壞條件的MOSFET。在短路到地的最壞條件下，可假設(shè)VDS等于 VMAX，為 13.2V，這是將MOSFET源極拉到地時(shí)MOSFET上能產(chǎn)生的最大電壓。在調(diào)節(jié)階段，最壞條件將取決于數(shù)據(jù)手冊(cè)中熱插拔控制器調(diào)節(jié)點(diǎn)的最大值，這個(gè)值為103 mV。于是，電流可根據(jù)下式進(jìn)行計(jì)算：
在與MOSFET SOA圖進(jìn)行比較之前，我們需要考慮MOSFET的溫度降額，因?yàn)镾OA是以室溫（TC = 25°C）下的數(shù)據(jù)為基礎(chǔ)的。首先計(jì)算TC = 25°C下的功耗：
其中 RthJC 可由MOSFET數(shù)據(jù)手冊(cè)得到。
現(xiàn)在對(duì)TC = 62°C進(jìn)行同樣的計(jì)算：
因此，1.42的降額因數(shù)可通過如下計(jì)算得到：
這需要被應(yīng)用于圖3的MOSFET SOA圖中。為了反映出調(diào)節(jié)過的額定功率，需要把表示施加最大功率的時(shí)間值的對(duì)角線向下平移。我們先使用1 ms線來舉例說明這條曲線的原理。例如，在這條線上取一點(diǎn)，如（20 A、40 V），這點(diǎn)的功率為800 W，應(yīng)用降額公式：
在40 V，降額后的功率所對(duì)應(yīng)的電流為14 A，在SOA圖上這點(diǎn)將確定新的62°C降額后的1 ms線。使用同樣的辦法可確定新的10 ms以及100 μs線。新線在圖6中以紅色示出。
圖6、包含62°C降額后功率限制的SOA圖
選擇定時(shí)器電容
SOA中新的降額線可用于重新計(jì)算定時(shí)器的參數(shù)值。沿IMAX ≈ 35A 畫一條水平線，沿VMAX = 13.2 V畫一條垂直線（淡藍(lán)色的線），并確定它們與紅色線的交叉點(diǎn)。這些交叉點(diǎn)示出1 ms與10 ms之間的某個(gè)時(shí)間，也許是2 ms。在對(duì)數(shù)坐標(biāo)圖的小范圍內(nèi)，一般很難獲取準(zhǔn)確的數(shù)值，因此要進(jìn)行慎重的選擇，要考慮到這些選擇對(duì)性能以及價(jià)格等其它標(biāo)準(zhǔn)的影響，確保留有足夠的容差。
前 面提到對(duì)負(fù)載進(jìn)行充電的時(shí)間約為850 μs。由于軟啟動(dòng)時(shí)間是由線性斜坡決定的，與階躍變化相比，要花費(fèi)更長的時(shí)間來對(duì)負(fù)載電容充電。為了估算總的電荷量，如果使用軟啟動(dòng)，假設(shè)需要在計(jì)算時(shí)間的基礎(chǔ)上加上軟啟動(dòng)時(shí)間的一半，于是，在850 μs上加軟啟動(dòng)時(shí)間的一半（50 μs），得到總時(shí)間約為900 μs。如果所選的MOSFET具有較大的柵極電荷（比如≥80 nC），如前所述，這個(gè)時(shí)間需要進(jìn)一步縮小。如果對(duì)負(fù)載充電的時(shí)間小于最大SOA時(shí)間，MOSFET就是合適的。在這個(gè)例子中，MOSFET符合標(biāo)準(zhǔn) （0.9 ms《2 ms）。
小于2 ms的定時(shí)器值足以保護(hù)MOSFET，大于0.9 ms則足夠?qū)ω?fù)載充電。如果選擇的時(shí)間恒定為1 ms，那么電容可通過下式進(jìn)行計(jì)算：
其中 ITIMER = 60 μA 和 VTIMER = 1.3 V，
使用并聯(lián)MOSFET時(shí)，對(duì)定時(shí)器的計(jì)算不會(huì)變。重要的是應(yīng)使用單個(gè)MOSFET設(shè)計(jì)定時(shí)器及短路保護(hù)，原因是在一組MOSFET中，VGSTH會(huì)有顯著差異，因此在調(diào)整過程中，需要使用單個(gè)MOSFET處理較大的電流。
完成熱插拔設(shè)計(jì)
圖7所示的是具有正確參數(shù)值的并聯(lián)MOSFET熱插拔設(shè)計(jì)。ADM1177熱插拔控制器還能執(zhí)行其它功能。它集成了片上ADC，可用于將電源電壓和負(fù)載電流轉(zhuǎn)換為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)，以通過I2C總線讀出，提供全集成的電流及電壓檢測功能。
圖7、完整的參考設(shè)計(jì)
工商網(wǎng)監(jiān)
評(píng)論