采用IR2175來實現(xiàn)主電路中電流檢測和過流保護(hù)功能的設(shè)計

1 引言?

近幾年來，隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展和集成控制電路的大量使用，快速、準(zhǔn)確和安全地檢測系統(tǒng)中各個電參數(shù)顯得尤為重要。主電路電流的檢測和保護(hù)電路是影響系統(tǒng)可靠、穩(wěn)定運行的關(guān)鍵之一。一般主電路電參數(shù)的檢測電路需滿足如下兩方面的要求，①高精度和高線性度；②具有電氣隔離功能。

目前，市場上有許多電流隔離傳感器供用戶使用，如隔離放大器TPS5904、電流霍爾傳感器等?；魻杺鞲衅饔行阅芨?、可靠性好、測量精確的優(yōu)點，因此應(yīng)用范圍比較廣，但是價格相對較貴。IR公司推出的IR2175線性電流傳感器，可以精確地檢測電流信號，隔離效果好，價格又便宜。本文采用IR2175來實現(xiàn)主電路中電流檢測和過流保護(hù)功能的設(shè)計。

2 IR2175簡介

線性電流傳感器IR2175包括電流檢測和保護(hù)電路，可通過串聯(lián)在主電路中的檢流電阻對回路電流進(jìn)行實時采樣，不需要A／D轉(zhuǎn)換芯片就能自動將輸入模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字PWM信號輸出，其頻率典型值為130kHz，可以直接與處理器相連。同傳統(tǒng)的霍爾電流傳感器相比，IR2175具有溫漂低、數(shù)字PWM輸出、接口電路簡單、無需線性隔離光耦及A／D轉(zhuǎn)換器、8腳PDIP或SOIC封裝等優(yōu)點。

Ir2175的外形見圖1，其引腳定義如下，其中，高壓端與主電路相連，低壓端與控制電路相連。

IR2175的推薦工作參數(shù)如表1所列：

IR2175的輸入信號是回路中檢流電阻上的壓降信號。IR2175的輸出信號是頻率為130kHz、占空比隨電流大小變化的PWM信號。輸出占空比范圍為9％～91％；當(dāng)檢流電阻上的壓降為0時，輸出信號的占空比為50％；當(dāng)輸入電壓的變化范圍為-260mV～+260mV時，對應(yīng)于輸出電壓的變化范圍為9％～91％。當(dāng)檢流電阻上的壓降大于260mV時，輸出信號的占空比保持最大值91％；輸入小于-260mV時，輸出占空比保持最小值9％。因此，當(dāng)檢流電阻上的壓降超過-260mV～+260mV時，輸出信號就不能反映電流的變化了，此時，在IR2175的OC端將輸出一個典型寬度為2μs、低電平有效的過流信號。PO是開漏的PWM輸出腳，由于輸出的是數(shù)字信號，因此很容易和工作電壓為3.3V～15V的控制電路進(jìn)行連接，使用時需要在PO端接一個上拉電阻。

IR2175的主要特點如下：

(1)具有寬度為2μs的過電流關(guān)斷信號輸出，可以直接與微處理器或數(shù)字信號處理器進(jìn)行連接；

(2)IR2175采用PWM數(shù)字信號輸出，并且可以采用自舉電源取代專用輔助電源，從而可以有效減小器件尺寸，減少元件數(shù)目；

(3)隔離耐壓較高，可以直接與600V電壓的主電路連接。

(4)頻帶較寬，當(dāng)輸入在100mV之內(nèi)時，帶寬典型值為15kHz。

3 應(yīng)用電路原理及設(shè)計

3.1 工程背景

基于TR2175的電流傳感器，可應(yīng)用于交流電動機(jī)、三相逆變器、PWM整流器等場合，其典型應(yīng)用電路如圖2所示。圖中，由一個二極管Dbs1和一個電容器Cbs組成自舉電源。當(dāng)下管Q2導(dǎo)通VS被下拉到0V時，自舉電容Cbs通過自舉二極管Dbs1從電源Vcc充電，R1用來限制充電電流，在VB和VS之間產(chǎn)生高壓端懸浮電壓VBS。當(dāng)上管Q1導(dǎo)通VS被拉到最高電壓時，VBS是浮動的，并且此時自舉二極管被反向偏置。圖中從COM腳到VS腳連接有一個二極管Dbs2，因此VS腳最多可以較COM腳低一個二極管的壓降。

IR2175的模擬輸入信號為采樣電阻R2兩端的壓降ui，可以對回路中電流進(jìn)行實時采樣，并根據(jù)采樣值判斷是否過流。當(dāng)采樣電壓VIN+超過-260mV～+260mV范圍時，OC端輸出一個典型寬度為2μs、低電平有效的過流信號。IR2175的PO端輸出的是一個占空比隨電壓變化的PWM波形。

當(dāng)過流時，OC端輸出一個低電平脈沖?？衫面i存電路將2μs的低電平信號持續(xù)保持在低電平，原理圖如圖3所示。

由于OC端是開漏輸出，需要接上拉電阻R1。當(dāng)采樣電壓在-260mV～+260mV范圍內(nèi)時，鎖存電路輸出喲高電平(15V)；當(dāng)采樣電壓超過-260mV～+260mV范圍時，OC端輸出2μs的低電平。采用CMOS4000系列反相器，UIA和UIB構(gòu)成低電平鎖存電路，其輸入上閾值不大于2Vcc／3=10V，輸入下閾值不小于1Vcc／3=5V。當(dāng)V輸出高電平15V時，為了由OC端低電平0V使輸出變低，應(yīng)選擇R4=2R2，取R4=20kΩ，R2=4.7kΩ。當(dāng)OC端的2μs低電平過后，輸出端V持低電平。圖中S為復(fù)位按鈕，選擇R3≤R4／2，可通過S使輸出V乏位為高電平，取R3=4.7kΩ。

3.3 濾波及運算電路的原理

IR2175的PO端輸出一個占空比可調(diào)的單極性的PWM波形，對于輸出信號的處理本文采用由濾波器濾掉載波信號從而重構(gòu)模擬電流信號的方法，原理如圖4所示。通過反相器UID對輸出PWM波形的幅值進(jìn)行調(diào)整，使其輸出A為等幅PWM波，從而使濾波后輸出的電壓幅值完全由占空比決定，經(jīng)UIC反向得到B。這樣就避免了因兩個輸入波形幅值不同而影響檢測結(jié)果。

檢測到的輸入信號ui是交流信號，但PO端輸出為單極性的PWM波。為了得到與ui成比例的雙極性的檢測結(jié)果，設(shè)計兩路RC濾波電路分別對反相位的A和B兩路輸出PWM信號進(jìn)行RC濾波；再由差分運算放大器求取二者的差值。

濾波參數(shù)的選擇要在檢測系統(tǒng)的精度和頻帶之間折衷。為了使輸出Vo紋波較小，設(shè)計了二階濾波器。若取較小的時間常數(shù)R6C1、R9C2、R8C3和R11C4，會使濾波電路輸出波形脈動較大；若取較大的時間常數(shù)，則會限制檢測信號頻帶。因PO端口輸出頻率典型值為130kHz， 綜合考慮上述因素，故選擇R6=R9=R8=R11=20KΩ，C1=C2=C3=C4=ln。

4 實驗結(jié)果

經(jīng)過實驗驗證，可以得到輸入交流信號時，PO端口輸出占空比可調(diào)的PWM波形(如圖5，6，7)。圖中1號為輸入交流信號，2號為輸出單極性的PWM波。從輸出波形的局部放大圖中可以看出輸入為0時，輸出占空比為50％(圖5)；輸入最大260mV時，輸出占空比為91％(圖6)；輸入最小-260mV時，輸出占空比為9％(圖7)。

當(dāng)檢流電阻上的壓降超過-260mV～+260mV時，IR2175的OC端輸出一個典型值為2μs的低電平有效的過流信號(圖8)。圖1號為輸入交流信號，2號為鎖存電路的輸出，3號為OC端輸出的2μs的過流信號，注意到2μs的低電平信號過后，由于輸出V過R3，R8和R16分壓，使得OC端維持約8V電壓。實驗結(jié)果說明電路發(fā)生故障過流時，鎖存電路能夠迅速的將低電平信號鎖住。

以上實驗結(jié)果是在工頻50Hz的基礎(chǔ)上得到的。本文利用李沙育圖對電路輸出特性的線性度和延遲角進(jìn)行了實驗研究。通過觀察示波器上李沙育圖形的形狀來得到該頻率下的幅值和相位。圖9為50Hz時的李沙育圖，延遲相位角約為0°；圖10為6kHz時的李沙育圖，延遲相位角約為62°。在輸入信號幅值保持200mV時，50Hz時的輸出幅值約為4.7V，6kHz時的輸出幅值約為3.273V(圖10和圖11)，約為4.7V的0.707倍(-3dB)，因此帶寬約為6kHz。

實驗結(jié)果表示電路在低頻狀況下具有很好的線性度，且有較小的延遲角，本文所設(shè)計的檢測電路的帶寬可以達(dá)到約6kHz。

5 結(jié)論

本文設(shè)計的主電路電流隔離檢測電路，具有電路簡單，響應(yīng)速度快，成本低等優(yōu)點。通過實驗表明，本設(shè)計的檢測結(jié)果具有良好的線性度和較大的帶寬，且可以實現(xiàn)快速過流檢測。