DC/DC步降變換器控制器ADP186的引腳功能、工作原理及應用分析

美國模擬器件公司生產(chǎn)的固定頻率電流模式DC/DC步降變換器控制器ADP186一體電感器4與凌特公司的LTC1772和LTC3801引腳兼容。ADP1864輸入電壓Vin范圍為3.15～14V，輸出電壓Vo為O.8V～Vin，輸出電流可達5Ao ADP1864驅(qū)動一個P溝道MOSFET，效率可達92％。ADP1864的應用領域主要包括無線裝置、1～3節(jié)鋰離子電池供電的設備、機頂盒、處理器內(nèi)核電源和硬盤驅(qū)動器等。

封裝、引腳功能及工作原理

ADP1864采用6引腳TSOT封裝，引腳排列如圖1所示。

ADP1864的各引腳功能見表1 。

ADP1864的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及應用中的外部元件連接如圖2所示。圖中，Cin和Co分別為輸入和輸出電容，Rcs為電流感測電阻，R3與C1為IC內(nèi)部跨導誤差放大器輸出端（COMP）上的環(huán)路補償網(wǎng)絡，Q1為功率開關，D1和L1分別為降壓二極管和電感器。

ADP1864內(nèi)部振蕩器（OSC）頻率為580kHz。在每個振蕩周期開始時，IC引腳6上的輸出驅(qū)動Q1導通，L1中產(chǎn)生電流并且增加。當電流感測放大器電壓等于在引腳COMP上的電壓

時，內(nèi)部觸發(fā)器復位，PGATE腳上的電壓變?yōu)楦唠娖?，Q1截止，電感電流減小，直到下一個振蕩周期開始為止。

輸出電壓Vo在分壓器電阻R2上的感測信號經(jīng)IC的FB引腳輸入到內(nèi)部誤差放大器的負輸入端。誤差放大器正輸入端連接0.8V的參考電壓VREF，誤差放大器輸出電壓即是引腳COMP上的電壓。

ADP1864提供軟啟動功能，可以限制輸入浪涌電流、電感電流增加速率和輸出電壓過沖。ADP1864在負載短路時，引腳FB上的電壓將迅速降低。當VFB《O.35V時，IC振蕩器頻率將降至190kHz。當輸出短路消除時，振蕩器頻率將恢復到580kHz。當1C引腳FB上的電壓VFB達到O.885V時，說明出現(xiàn)了過電壓故障。在此情況下，IC引腳PGATE上的電壓將會立刻變?yōu)楦唠娖?，Q1迅速被關斷。

應用電路

對于圖2所示的電路，設Vin=3.3V，Vo=2.5V，Io=2A，主要元件的選擇如下：

1、R1/R2值的確定 ADP1864引腳FB上的門限電壓VFB=VREF=0.8共模電感器V，于是VFB=Vo（R2/（R1+R2））。

2、電感器L1電感值的選擇 L1電感值L可按照計算

式中Alpk為電感器峰-峰值紋波電流，可選取其為輸出電流的30％，△Ipk=0.31o=2A×0.3=0.6A；f為開關頻率，f=580kHz；D為占空因數(shù)，D=（Vo+VD）/（Vin+VD），VD為D1正向壓降，Vo=0.5V。因此，D=（2.5V+0.5V）/（3.3V+0.5V）=0.79。根據(jù)式得

3、電流傳感電阻RCS值的確定 電流感測電阻Rcs上的峰值電流感測電壓Vcs（PK）=O.125V，Vcs值可根據(jù)

式中色環(huán)電感生產(chǎn)廠，SF為斜率因數(shù)，它與占空比D之間的關系如圖3所示。由于D=0.79，從圖3可知，SF=0.65

則。

4、功率MOSFET的選擇 由于輸入電壓最小值僅為3.15V，Q1的柵極啟動門限電壓（Vt）至少為1V。Q1的額定電流（有效值）ID（rms）可由式估算

由于占空比D=0.79，Io=2A，因此

Q1的額定電壓應高于輸入電壓（3.3V）的50％，即不低于5V。為降低Q1的功率耗散，其導通態(tài)電阻RCS（on）應遠低于100mΩ。

5、肖特基二極管D1的選擇 D1的正向壓降Vd不應大于O.5V，平均電流1D（AV）可按式ID（AV）=（1-D）1o=（1-0.79）×2A=0.42A。

6、輸入電容Cin和輸出電容Co的選擇 Cin典型值為10 μ F，為使其有較小的等效串聯(lián)電阻（ESR），宜選用陶瓷電容器。

Co選擇日本三洋公司的47 μ F低ESR的陶瓷電容器。對于ADP1864引腳COMP上的RC串聯(lián)補償網(wǎng)絡，推薦R3=15kΩ，C1=470pF。

輸入電壓Vin=4.5～5.5V、輸模壓電感出為3.3V/2A的應用電路及元件選擇如圖4所示。

圖5所示為電路效率與負載電流之間的關系曲線。由該曲線可知，當輸入電壓Vin為3.3V、輸出為2.5V/2A時，效率超過88％。 固定電感器模壓電感電一體繞行電感器成型電感感器生產(chǎn)。