基于高線性混頻器MAX9994實(shí)現(xiàn)偵測(cè)接收通道的設(shè)計(jì)方案

隨著全球3G網(wǎng)絡(luò)的大規(guī)模建設(shè)，運(yùn)營商越來越注重降低CAPEX（建設(shè)成本）和OPEX（維護(hù)成本），功放作為基站當(dāng)中最昂貴的器件之一，其對(duì)效率的要求越來越高，從而使得數(shù)字預(yù)失真DPD（Digital Pre-Distortion）技術(shù)得到飛快的發(fā)展。圖1是功放數(shù)字預(yù)失真處理的基本結(jié)構(gòu)框圖。和模擬預(yù)失真以及前饋架構(gòu)相比，數(shù)字預(yù)失真在提高效率、多載波應(yīng)用、修正效果以及自適應(yīng)方面具有很大的優(yōu)勢(shì)。同時(shí)隨著零中頻架構(gòu)開始在3G基站中得到應(yīng)用，數(shù)字預(yù)失真在修正零中頻架構(gòu)中的本振泄漏和鏡像抑制方面， 具有非常好的效果。 但是要實(shí)現(xiàn)這些優(yōu)勢(shì)和取得良好的預(yù)失真效果，一個(gè)高性能的偵測(cè)接收通道是必須的，本文旨在對(duì)偵測(cè)接收回路的設(shè)計(jì)做一些具體討論。

圖2是Maxim提供的一個(gè)緊湊而低成本的偵測(cè)接收通道設(shè)計(jì)方案。此方案采用高線性混頻器MAX9994將RF信號(hào)下變頻到IF信號(hào)， 然后經(jīng)過IF濾波器濾波， IF濾波采用50Ω的單端設(shè)計(jì)以降低濾波器對(duì)PCB板寄生分量的敏感度。濾波器輸出的IF信號(hào)經(jīng)可變?cè)鲆嬷蓄l放大器MAX2055調(diào)整增益， 然后以極佳的線性度驅(qū)動(dòng)ADC的輸入。此方案的設(shè)計(jì)討論是基于W

CDMA、4載波、40W功放、每載波10W、5階失真?zhèn)蓽y(cè)。表1是相關(guān)的基本設(shè)計(jì)參數(shù)。對(duì)于更少的載波和更低階的失真監(jiān)測(cè)也可以采用同樣的架構(gòu)， 主要是測(cè)量帶寬的要求有所不同。對(duì)于不同功率的功放， 主要差異表現(xiàn)在LO-RF泄漏。

射頻信號(hào)耦合

從功放射頻輸出耦合過來的信號(hào)功率必須要降低到適合混頻器輸入級(jí)要求的功率水平， 這可以采用定向耦合加固定衰減的方式。如果需要的話， 加入射頻可變衰減器以補(bǔ)償鏈路增益變化。加到此處混頻器合適的射頻輸入功率為-22dBm， 所以對(duì)于每載波10W， 40dBm的功放輸出功率， 這里需要62dB的衰減量。

混頻器MAX9994的本振到射頻的泄漏典型值為-17dBm，此泄漏同樣會(huì)被射頻衰減器和耦合器再衰減， 所以經(jīng)過62dB的衰減后， 功放輸出端的LO-RF 泄漏小于-79dBm。UMTS要求在大于60MHz的偏移范圍內(nèi)雜散輻射低于-73dBc， 圖2的解決方案可以不需要任何射頻帶通濾波器就可以有很寬的余量滿足這個(gè)指標(biāo)。如果需要更寬的余量， 可以采用一個(gè)簡單的陶瓷射頻濾波器以進(jìn)一步降低本振泄漏分量。

ADC及中頻頻率的選擇

對(duì)于4載波WCDMA， 5階失真校正， 結(jié)合下面的圖3， 我們可以計(jì)算出載波帶寬和諧波修正帶寬如下：

載波帶寬BW = 45MHz = 20MHz

五階諧波修正帶寬BW = 520MHz = 100MHz

由此可以推薦使用如下系列的ADC：

10位， 170MSps~250MSps ADC

-MAX1122-1124

12位，170MSps~250MSps ADC

-MAX1213-1215

下變頻IF頻率的選擇是一個(gè)折中和平衡的過程， 較低的中頻頻率可以最小化離散L-C中頻濾波器寄生分量的影響；如果用到射頻濾波器， 較高的中頻頻率可以降低對(duì)RF濾波器選擇性的要求。上面推薦的ADC在任何小于250MHz的中頻頻率下都可以很好的工作。 4載波WCDMA功放數(shù)字預(yù)失真的操作， 對(duì)于170MSps~244MSps的采樣頻率， 我們假定ADC工作在第一或者第二奈奎斯特域， 建議中頻的中心頻率在61MHz或者183MHz。對(duì)于更加受限的帶寬和采樣率， 也可以嘗試采用65MSps ~95MSps ADC， 工作在第四或者第五奈奎斯特域。

針對(duì)數(shù)字預(yù)失真處理當(dāng)中的偵測(cè)接收回路設(shè)計(jì)，Maxim提供了幾個(gè)管腳兼容的ADC系列。其中一個(gè)系列可以提供8位，10位和12位的分辨率，120MSps，170MSps，210MSps和 250MSps的采樣率， 見表2。所有這些ADC都針對(duì)高至250MHz的輸入頻率做了性能優(yōu)化設(shè)計(jì)，在這樣高的輸入頻率下，它們保持著極高的噪底、SFDR和IMD性能。這對(duì)偵測(cè)接收應(yīng)用是最佳選擇，因?yàn)閭蓽y(cè)接收需要在非常寬的輸入帶寬內(nèi)提供高精度的數(shù)字化處理。

Maxim也提供12位和14位，采樣率65MSps，80MSps和 95MSps的針對(duì)兩載波應(yīng)用的ADC，兩載波應(yīng)用中失真的偵測(cè)需要較少的帶寬。表2列出了Maxim為偵測(cè)接收應(yīng)用推薦的典型ADC型號(hào)。

混頻

混頻器MAX9994為多載波應(yīng)用提供出色的線性度和噪聲性能，同時(shí)提供更高的集成度，該器件包含雙平衡無源混頻器內(nèi)核、IF放大器、雙輸入LO可選開關(guān)和LO緩沖器，它還集成了片上非平衡變壓器，允許單端RF和LO輸入。 -3dBm ~ +3dBm低LO驅(qū)動(dòng)可以降低系統(tǒng)對(duì)本振源驅(qū)動(dòng)能力的要求。MAX9994的中頻輸出是具有200Ω源阻抗的差分輸出。

圖4是MAX9994在1， 2和 4載波WCDMA應(yīng)用中的鄰道泄漏比ACLR性能曲線。結(jié)合緊隨其后的中頻放大器的ACLR，混頻器71dBc的ACLR預(yù)算會(huì)給所要求的功放性能水平以足夠的余量， 這確保了偵測(cè)接收通道的線性度，從而不會(huì)影響整個(gè)閉環(huán)回路的性能。對(duì)于4載波操作，根據(jù)圖4中對(duì)應(yīng)的4載波曲線， 71dBc的ACLR要求每個(gè)載波的輸入功率水平在-22dBm，較少的載波或者較寬松ACLR要求的應(yīng)用可以允許更高一些的功率水平。

中頻濾波與中頻放大

MAX9994的輸出通過一個(gè)4:1非平衡變壓器耦合進(jìn)一個(gè)單端 50Ω阻抗的中頻濾波器。在這里， 客戶可以選擇低通或者是帶通濾波器。Maxim設(shè)計(jì)和仿真了一個(gè)簡單的4極高通和4極低通層疊的，中心頻率在183MHz的濾波器，LC元器件取值在 9pF~23pF和 24nH ~ 100nH的范圍，這些值和PCB板的寄生參數(shù)比較接近。濾波器阻抗比較低的話，可以降低對(duì)PCB板寄生電容所引起變化的敏感性，這里的PCB布線要盡量短。

混頻器MAX9994的輸出信號(hào)為達(dá)到ADC輸入水平的要求而需要放大，中頻可變?cè)鲆娣糯笃?/u>MAX2055可以在保持良好線性的情況下提供這種增益。圖4演示了在1，2和4