同步采樣ADC轉換器MAX1324的誤差性能分析和補償方法

MAX1324是MAXIM公司生產14位，8通道，同步采樣ADC轉換器。可提供±10V，±5V或0至+5V模擬出入范圍，可提供±16.5V的過壓保護，具有優(yōu)異的動態(tài)特性和直流精度。

現(xiàn)代測試系統(tǒng)和現(xiàn)代工業(yè)應用系統(tǒng)中，模數(shù)轉換器（ADC）是不可或缺的元器件之一。由于ADC的廣泛應用，一般數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)都由傳感器電路和ADC構成。但很多時候，數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)所表現(xiàn)的性能往往低于預期值。出現(xiàn)這種情況，人們首先考慮的原因是傳感器和信號調理電路的非線性以及被測試參數(shù)的穩(wěn)定性和準確性。但實際上，ADC的性能指標也是數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)性能下降的重要原因。

本文的目的是解釋 A/D 轉換器MAX1324最常見的誤差源，并介紹進行上述誤差補償?shù)姆椒?。某些誤差補償?shù)姆椒ɡ斫夂蛯嵤┢饋矶急容^容易，而有些方法則不那么顯淺易懂。如果采用方法得當?shù)脑挘瑒t可大幅提高系統(tǒng)整體性能。

1 系統(tǒng)誤差性能分析

數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的誤差是信號通道上的每個元器件所貢獻的誤差項的總和。因此總誤差的均方根可由下式給出：

。其中，E 代表某個特定元器件的誤差項。作為具體分析，假定數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)允許0.1％的誤差或者說需要l0位的精度。在這種情況下，如果采用l0位分辨率的ADC顯然是不合要求的。如果采用l2位的轉換器，我們可能會想當然地認為精度已經(jīng)足夠高， 但是在沒有仔細檢查其規(guī)格說明書之前，我們并不能保證該轉換器就具有l(wèi)2位的性能（實際情況可能更好或者更糟）。

2 ADC直流性能分析

模數(shù)轉換器的直流性能包括微分非線性、積分非線性、失調和增益誤差以及其它誤差。模數(shù)轉換器一般以LSB為單位提供各種誤差。其相應關系可以表示為：ERR=LSB／2n

其中，n為模數(shù)轉換器的轉換位數(shù)，LSB為以LSB為單位的最大誤差，ERR為以百分號為單位的誤差。

2．1 微分非線性

微分非線性（DNL）誤差揭示的是一個輸出碼與其相鄰碼之間的間隔。這個間隔通過測量輸入電壓的幅度變化，然后轉換成以LSB為單位后得到。當輸入電壓掃過ADC的工作范圍時，所有輸出碼組合（全“0”到全“1”）會依次出現(xiàn)在轉換器的輸出端。這種關系稱作“無丟碼”。但實際上由于器件的微分非線性，常常出現(xiàn)以下幾種情況。當DNL誤差小于±1LSB時，不會出現(xiàn)丟碼的現(xiàn)象，當DNL誤差等于±1LSB時，生產廠商會特別聲明是否丟碼（如圖1，1LSB無丟碼，圖2，-1LSB丟10碼）；當DNL誤差大于±1LSB時有丟碼（如圖3當 時，可能為01，l0，ll碼）。微分非線性（DNL）誤差與丟碼之間的關系如表1：

表1 誤差與丟碼之間的關系

而MAX1324的DNL誤差為±1LSB，聲明為無丟碼，所以具有14位精度。

在一定條件下可以允許丟碼的存在。因為一般說來，同系列產品在性能條件不同時價格相差較大，在滿足性能要求的前提下，選購低等級的ADC將大幅度節(jié)省元件成本，同時又滿足系統(tǒng)要求。

2．2 積分非線性

積分非線性（INL）定義為微分非線性（DNL）誤差的積分。在實際分析ADC精度時，一般采用INL誤差。INL誤差定義為轉換器測量結果與理想轉換函數(shù)的差。其相應關系可以表示為：

ERR=LSB／2n

積分非線性（INL） 誤差各種表示之間的關系如表2：

表2 積分非線性（INL）誤差各種表示之間的關系

而MAX1324的INL誤差為±1.5LSB，聲明為無丟碼（14位精度），則它的分辨率誤差是：ERR=LSB/2 =1.5/2 =0.0091552% 。

2．3 失調和增益誤差

失調誤差也稱為零漂，是指系統(tǒng)在0V輸入電壓時或其附近時ADC產生的漂移。對于失調誤差的修正，可以比較容易利用微控制器（μC）或數(shù)字信號處理器（DSP）進行修正。

我們以MAX1324為例說明失調誤差與輸入電壓的關系。MAX1324的失調誤差為±3LSB，相當于±0.9155mV的輸入電壓誤差（以5V為基準作參考電壓），在進行失調誤差修正時必須于扣除3個碼以補償失調電壓，而在失調誤差為+3LSB時滿量程電壓值就變成了4.0845V，超過上述電壓值就會產生溢出現(xiàn)象；在失調誤差為-3LSB時，假設對于單極性輸入，在0～0.9155mV之間，輸出均為零，直到0.9155mV時才出現(xiàn)第一次跳變，這同樣使ADC動態(tài)范圍變小了。

公式進行修正： ，其中m1為理想轉換函數(shù)的斜率，m2為實例轉換函數(shù)的斜率。可以使用調試的方法對增益誤差進行修正，將參考電壓和輸入模擬電壓進行聯(lián)動調試，當參考電壓為某一特定值時可以使?jié)M量程輸出全“l(fā)”，從而達到修正增益誤差的效果；也可在軟件中采用一個線性校正曲線改變ADC 轉換函數(shù)的斜率。

總之， 對于失調誤差和增益誤差可以通過軟件實現(xiàn)誤差正的修。

2．4 基準

無論是內部基準或者外部基準，它都是ADC的一個最大的潛在誤差源。在很多情況下內置于芯片內部的基準源都沒有嚴格的規(guī)格，而外部基準往往需要精密電源，與基準有關的誤差源包括溫漂、電壓噪聲以及負載調整等。

在實用的ADC系統(tǒng)中，還有一些誤差源， 如碼源噪聲、失調溫漂、增益漂移， 它們在某種條件下，可能會對系統(tǒng)精度產生影響，但只要采用適當?shù)氖侄尉涂梢允瓜鄳`差最小，進而不會影響系統(tǒng)精度。

3 交流特性

在實際數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，很多情況下輸入模擬信號是交流信號。僅有DNL和INL符合系統(tǒng)要求并不能說明ADC能同樣合格地處理交流信號。因為DNL和INL是在直流條件下測試的。ADC系統(tǒng)中的交流信號指標差要有信一噪比（SNR）、信號--噪聲+失真比（SINAD）、總諧波失真（THD）以及無雜散動態(tài)范圍（SFDR）：

信一噪比（SNR）：是以分貝表示的比率，它是輸入信號的有效值與所有頻率小于采樣頻率一半的其他頻譜成份（不包括諧波或直流信號）的總有效值之比。

信號--噪聲加+失真比（SINAD）：是以分貝表示的輸出端出現(xiàn)的輸入信號有效值與輸出信號當中頻率小于采樣頻率一半的所有其他頻譜成份的有效值之比。

總諧波失真（THD）： 是以分貝表示的輸出信號的頭幾個諧波成份的有效值之和與輸出端出現(xiàn)的輸入信號的幅度之比。測量中僅包括奈奎斯特頻限內的諧波，典型值以分貝表示。

無雜散動態(tài)范圍（SFDR）： 正弦波f（IN） 的RMS值與在頻域觀察到的雜散信號的RMS值之比，典型值以分貝表示。在ADC系統(tǒng)中，SINAD比SNR更準確描述被測信號與雜散信號的關系，大多數(shù)ADC列出SINAD而不采用SNR。對于一個理想的ADC：

SINAD≈（6.02×N+1.76）dB

其中N為轉換器的位數(shù)。所以理想的14為轉換器的SINAD為86.04dB。而對上式進行變換可得：

N=（SINAD-1.76）／6.02

這個方程式為等效位數(shù)的定義，即ENOB（Effective Number of Bits）。

在實際應用時我們關注SINAD為最小值時的等效位數(shù)，該位數(shù)是信號頻率逐漸逼近Nyquist上限時，SINAD因THD的增加而達到的極限值。以MAX1324為例，其極限值為70dB，等效位數(shù)為14位，即有0.7LSB的誤差或0.017的精度。

4 應用分析

假設我們的系統(tǒng)允許0.1%的誤差，且ADC允許0.075％的誤差，并且假設我們需要測試的直流信號。如果我們選用MAX1324，其具有±1LSB的DNL誤差，±1.5LSB的INL誤差（0.0366％），±3LSB的失調誤差（0.0732％），±4LSB的增益誤差（0.0977％），5ppm／℃的溫漂系數(shù)，在50℃的范圍內產生0.025％的誤差，共計0.0616％的誤差。還有0.0134％的誤差供基準電壓源使用，該誤差允許存在67μV的峰-峰值電壓噪聲（5V基準電壓），若考慮負載（ADC）電流對基準的影響，其電壓噪聲會略小。在這種情況下，基準電壓源可以滿足上述條件，而且也有比較多的選擇余地。

以上例子我們沒有討論交流性能。若在實際數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中交流信號是被測信號，還必須考慮交流信號的誤差，并作進一步的分析。

5 結束語

一個性能良好的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)不僅僅是設計原理的優(yōu)化及其實現(xiàn)方法，系統(tǒng)的誤差分析是設計成本和性能指標的必要前提條件。只有充分考慮系統(tǒng)各部分的誤差才能使系統(tǒng)更好地滿足設計性能要求。

本文作者創(chuàng)新點：本文以MAX1324為例，對較高精度的A/D在實際使用時出現(xiàn)的誤差和誤差源進行了分析和說明，并結合試驗論述了一些誤差補償?shù)目尚行浴Ｔ趯嶋H使用中可大幅提高系統(tǒng)的整體性能。

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