采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)高速CMOS全差分運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)

“ 隨著數(shù)／模轉(zhuǎn)換器（DAC）、模／數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的廣泛應(yīng)用，高速運(yùn)算放大器作為其核心部件受到越來(lái)越廣泛的關(guān)注和研究。速度和精度是模擬集成電路的2個(gè)重要指標(biāo)，然而速度的提高取決于運(yùn)放的單位增益帶寬及單極點(diǎn)特性并相互制約，而精度則與運(yùn)放的直流增益密切相關(guān)。在實(shí)際應(yīng)用中需要針對(duì)運(yùn)放的特點(diǎn)對(duì)這2個(gè)指標(biāo)要進(jìn)行折衷考慮。

1 運(yùn)放結(jié)構(gòu)與選擇

根據(jù)需要，本文設(shè)計(jì)運(yùn)算放大器需要在較低的電壓下能有大的轉(zhuǎn)換速率、快的建立時(shí)間，同時(shí)要折衷考慮增益與頻率特性及共模抑制比（CMRR）和電源抑制比（PSRR）等性能。

常見(jiàn)的用于主運(yùn)放設(shè)計(jì)的結(jié)構(gòu)大致可分3種：兩級(jí)式（Two Stage）結(jié)構(gòu)、套簡(jiǎn)式共源共柵（Telescopic Cascode）結(jié)構(gòu)及折疊式共源共柵（Fold Cascode）結(jié)構(gòu)。兩級(jí)式結(jié)構(gòu)的第1級(jí)可提供高的直流增益，而第2級(jí)提供大的輸出擺幅。但由于第2級(jí)電流很大，故使得運(yùn)放功耗大大增加，同時(shí)由于級(jí)聯(lián)而多產(chǎn)生一個(gè)非主極點(diǎn)，速度及帶寬都有所降低，需進(jìn)行頻率補(bǔ)償，這樣不僅增加的設(shè)計(jì)復(fù)雜度還會(huì)大大影響運(yùn)放的速度；套簡(jiǎn)式共源共柵結(jié)構(gòu)由于只有2條支路，功耗為三者最低，頻率特性最好，但由于需要層疊多級(jí)管子，導(dǎo)致輸出擺幅很低，在低電壓工作下很難正常工作，并且輸入輸出端不能短接；而折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)的各參數(shù)特性介于前兩者之間，增益基本與套簡(jiǎn)式共源共柵相同而低于兩級(jí)運(yùn)放，雖為4條支路，功耗及頻率特性均遠(yuǎn)好于兩級(jí)運(yùn)放，輸出擺幅大于套筒式共源共柵結(jié)構(gòu)，輸入輸出可以短接且輸入共模電平更容易選取并可接近電源供給的一端電壓。經(jīng)綜合考慮，本設(shè)計(jì)采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)作為主運(yùn)放。

2 主運(yùn)放分析

2．1 全差分折疊式共源共柵

全差分運(yùn)放即指輸入和輸出都是差分信號(hào)的運(yùn)放，其優(yōu)點(diǎn)為能提供更低的噪聲，較大的輸出電壓擺幅和共模抑制比，可較好地抑制諧波失真的偶數(shù)階項(xiàng)等。雖然NMOS管中載流子遷移率較大，作為輸入器件可達(dá)到更高的增益，但付出的代價(jià)是折疊點(diǎn)上的極點(diǎn)更低而導(dǎo)致相位裕度下降且噪聲更大。綜合考慮，本設(shè)計(jì)采用PMOS管為輸入管的共源共柵結(jié)構(gòu)。如圖1所示，PMOS管M0為偏置電流源，輸入管M1，M2將在M0提供的固定偏置電流作用下，將差分輸入電壓轉(zhuǎn)化為差分電流，經(jīng)過(guò)共源共柵管M5，M6的作用下再產(chǎn)生差分輸出電壓Vout1與Vout2。而層疊的PMOS對(duì)管M7，M8與M9，M10起到了穩(wěn)定輸出電平與提高增益的作用。

2．2 小信號(hào)分析

折疊式共源共柵的直流增益為：

2．3 頻率與增益特性分析

單級(jí)折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)主要有2個(gè)極點(diǎn)需要考慮：

在輸出節(jié)點(diǎn)處產(chǎn)生主極點(diǎn)：P1=-1／RoutCL；

在折疊點(diǎn)處產(chǎn)生非主極點(diǎn)：P1=-gm5／Cx。

式中Cx為折疊點(diǎn)周圍電容和，且主要取決于CGS7。為使運(yùn)放能夠穩(wěn)定工作，需對(duì)其進(jìn)行頻率補(bǔ)償。對(duì)于單級(jí)運(yùn)放，由于只有一個(gè)主極點(diǎn)，頻率特性較好，在輸出端增加一定的負(fù)載電容即可。

由于模擬電路的參數(shù)不缺定性，手算的結(jié)果在仿真調(diào)制時(shí)也需要進(jìn)行適當(dāng)?shù)男薷牟拍苓_(dá)到預(yù)期目標(biāo)的要求。尾電流的M0以及M9，M10可根據(jù)MOS管飽和區(qū)電流公式來(lái)確定：即，

由式（1）可知，提高增益的方法主要為提高輸入對(duì)管M1，M2共源共柵管M5，M6以及M7，M8的跨導(dǎo)。由于MOS管工作電流已經(jīng)確定，則可通過(guò)增加寬長(zhǎng)比增加其跨導(dǎo)。但要折衷考慮的是：過(guò)多的增加共源共柵管M5，M6的溝道長(zhǎng)度會(huì)增大次主極點(diǎn)的寄生電容，從而降低次主極點(diǎn)的頻率。所以提高增益的方法主要是增加PMOS管M7，M8的寬長(zhǎng)比。而且，M3管與M4管均要流入2條支路的電流，若要減小其對(duì)折疊點(diǎn)的電容貢獻(xiàn)，則要求有較高的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓。

2．4 直流工作點(diǎn)的確定

由于溝道長(zhǎng)度調(diào)制作用的存在，MOS管的漏源電壓VDS會(huì)對(duì)漏源電流IDS產(chǎn)生一定的影響。

有飽和區(qū)MOS管漏源電壓與電流間的關(guān)系公式：

式中λ為溝道長(zhǎng)度調(diào)制系數(shù)λ∝1／L。在近似漏源電流IDS及過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓|VGS-Vth|不變的情況下，寬長(zhǎng)比W／L與VDS成反比的趨勢(shì)?？筛鶕?jù)此規(guī)律調(diào)制每個(gè)MOS管的漏源電壓及直流工作點(diǎn)。而進(jìn)行調(diào)制的前提則是每個(gè)MOS管都必須工作在飽和區(qū)，即滿足VDS》|VGS-Vth|。

2．5 提高轉(zhuǎn)換速率

轉(zhuǎn)換是在處理大信號(hào)的高速電路中不希望看到的一種非線性現(xiàn)象，大信號(hào)的速度被轉(zhuǎn)換速率限制，原因是對(duì)電路中主要電容器充電和放電的電流太小。所以要提高轉(zhuǎn)換速率。由式（2）可以看出，增大轉(zhuǎn)換速率的一種方法為提升流過(guò)共源共柵管M5，M6的電流，同時(shí)減少輸出端補(bǔ)償電容的大小。而電流的增大勢(shì)必會(huì)提高運(yùn)放的功耗。而式（3）表明，增大輸入管M1，M2的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓也可以提高轉(zhuǎn)換速率。這樣在電流一定的情況下，器件的寬長(zhǎng)比W／L就不能太大，這也許會(huì)導(dǎo)致其跨導(dǎo)的減小，因此以上兩種方法均需要折衷號(hào)慮。

3 共模反饋設(shè)計(jì)

全差分運(yùn)算放大器輸出共模電平穩(wěn)定性差，對(duì)輸入電壓的變化、器件的失配等很敏感，且不能通過(guò)差動(dòng)反饋來(lái)達(dá)到穩(wěn)定，所以需要沒(méi)汁共模反饋電路（CMFB）來(lái)穩(wěn)定工作點(diǎn)。CMFB電路其實(shí)是反饋電路的一種，通過(guò)檢測(cè)輸出共模電平，并有根據(jù)的調(diào)節(jié)放大器的一個(gè)偏差電流，原理結(jié)構(gòu)圖如圖2所示，一般有3部分組成：檢測(cè)輸出共模電平；同一個(gè)參考電壓比較；將誤差送回放大器偏置網(wǎng)絡(luò)。而相比于開(kāi)關(guān)電容反饋電路，連續(xù)時(shí)間共模反饋電路具有更快的速度，所以本文采用前者進(jìn)行設(shè)計(jì)。

如圖1所示，M11，M18構(gòu)成共模反饋電路。由于本文設(shè)計(jì)的運(yùn)放的直流增益較高，若采用傳統(tǒng)的電阻采樣，電阻值很小，不但占據(jù)很大的面積，還會(huì)嚴(yán)重的降低直流增益。因此本文采用共源放大器差分輸入對(duì)管對(duì)共模電平取樣的共模反饋電路。

同時(shí)使用了一種新的連接方法，即將控制電壓連接到PMOS共源共柵管M7，M8的柵極，而不是如傳統(tǒng)方法那樣接到負(fù)載管M3，M4，因此也將一般的PMOS電流鏡改為NMOS電流鏡。為了使輸出信號(hào)擺幅最大，共模參考電壓值通常為電壓源的一半。

下面分析此種接法的優(yōu)勢(shì)。傳統(tǒng)的接法是將控制電壓接到M9和M10的柵極，這樣電路的直流增益有式（1）變?yōu)椋?/p>

由于在設(shè)計(jì)中I1≈I9，而考慮到輸出擺幅的影響，Veff1≈3Veff9因此3gm1≈gm9。有此看來(lái)，式（6）的增益比式（1）增大了三倍。整個(gè)電路也必然的出現(xiàn)不穩(wěn)定性，在共模反饋回路中主運(yùn)放的相位與頻率的關(guān)系就發(fā)生變換，因此各器件參數(shù)又需要重新調(diào)制。而將控制電壓接到M7-M8的柵極，則閉環(huán)增益變?yōu)椋?/p>

而Gm7=gm7／（1+gm7ro9），約小于gm1。這樣CMFB環(huán)路增益稍低于主運(yùn)放增益，而相位裕度基本不變，性能穩(wěn)定。

4 仿真結(jié)果與分析

使用SMIC0．25μmCMOS標(biāo)準(zhǔn)工藝模型，在Cadence的spectre工具進(jìn)行仿真。運(yùn)放在在2．5 V單電源和驅(qū)動(dòng)0．5 pF負(fù)載時(shí)，開(kāi)環(huán)增益為71．1 dB，單位增益帶寬為303 MHz，相位裕度為52°，仿真結(jié)果如圖3所示。

共模抑制比定義為差分增益和共模增益的比值，它反映了一個(gè)放大器對(duì)共模信號(hào)和共模噪聲的抑制能力。利用2個(gè)運(yùn)放分別在輸入端接差模響應(yīng)激勵(lì)和共模響應(yīng)激勵(lì)，經(jīng)Spectre仿真結(jié)果測(cè)得結(jié)果如圖4所示，差模增益為71．1 dB，共模增益為-46．3 dB，即可得共模抑制比為117．4 dB。

在運(yùn)放輸入端加入階躍響應(yīng)激勵(lì)，在2μs時(shí)刻輸入2．5 V的階躍信號(hào)，仿真結(jié)果如圖5所示，測(cè)得運(yùn)放轉(zhuǎn)換速率可達(dá)368．7 V／μs，建立時(shí)問(wèn)為12．4 ns。

5 結(jié)語(yǔ)

基于流水線ADC系統(tǒng)應(yīng)用的要求，設(shè)計(jì)了一種新型的高速運(yùn)算放大器。該運(yùn)放采用全差分折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)為主運(yùn)放和共源放大器差分輸入對(duì)管對(duì)共模電平取樣的連續(xù)時(shí)間共模反饋電路。同時(shí)使用了一種新的連接方法，在保證高速的同時(shí)提高了運(yùn)放的穩(wěn)定性。經(jīng)仿真測(cè)得在2．5 V單電源并接0．5 pF負(fù)載電容的條件下，運(yùn)放直流增益可達(dá)71．1 dB，單位增益帶寬303 MHz，相位欲度52°，共模抑制比達(dá)117．4 dB，轉(zhuǎn)換速率高達(dá)368．7 V／μs，建立時(shí)間12．4 ns。

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