ADI技術(shù)文章 - 采樣保持放大器

引言和歷史回顧

采樣保持放大器或SHA是大部分?jǐn)?shù)據(jù)采集系統(tǒng)的關(guān)鍵組成部分，它捕捉模擬信號并在某些操作（最常見的是模數(shù)轉(zhuǎn)換）中保持信號不變。SHA對相關(guān)電路的要求非常高，電容和印刷電路板等普通組件的某些特性可能會意想不到地降低SHA性能。

當(dāng)SHA配合ADC使用時（外置或內(nèi)置），SHA性能對該組合的整體動態(tài)性能至關(guān)重要，在確定系統(tǒng)的SFDR、SNR等參數(shù)方面起著重要作用。

雖然今天的SHA功能已經(jīng)集成到采樣ADC中，但了解其基本工作原理對于了解ADC動態(tài)性能十分重要。

當(dāng)采樣保持器處于采樣（或跟蹤）模式時，輸出跟隨輸入而變化，二者之間僅存在很小的電壓偏差。但也有輸出在采樣模式下不完全跟隨輸入的SHA，其輸出僅在保持期間是精確的（如AD684、AD781和AD783）。本文不考慮這種情況。嚴(yán)格來說，具有良好跟蹤性能的采樣保持器應(yīng)被稱為跟蹤保持電路，但在實(shí)際應(yīng)用中，這些術(shù)語可以互換使用。

SHA的最常見應(yīng)用是在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換期間將ADC的輸入保持為恒定值。對于許多（但不是全部）類型的ADC，為避免轉(zhuǎn)換過程被破壞，轉(zhuǎn)換期間輸入的變化不得大于1 LSB，這就對此類ADC設(shè)置了非常低的輸入頻率限值，或者要求采用SHA以保持每次轉(zhuǎn)換期間的輸入不變。

回顧歷史，一個有趣的事實(shí)是：A. H. Reeves在其著名的PCM專利（1939，參考文獻(xiàn)1）中描述了一個5位6 kSPS計(jì)數(shù)ADC，模擬輸入信號直接驅(qū)動一個真空管脈寬調(diào)制器（PWM），采樣功能集成于PWM中。貝爾實(shí)驗(yàn)室隨后對PCM進(jìn)行了研究，引入了電子束編碼器管和逐次逼近型ADC；參考文獻(xiàn)2 （1948）描述了一個基于脈沖變壓器驅(qū)動電路的配套50 kSPS真空管采樣保持電路。

在1950年代后期和1960年代早期，隨著晶體管取代真空管，人們更加關(guān)注ADC所用的采樣保持電路。1964年，貝爾實(shí)驗(yàn)室的Gray和Kitsopolos發(fā)表了最早對固態(tài)采樣保持器產(chǎn)生的誤差進(jìn)行分析的文章之一（參考文獻(xiàn)3）。貝爾實(shí)驗(yàn)室的Edson和Henning描述了在一個224 Mbps PCM系統(tǒng)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)的結(jié)果，該系統(tǒng)包括一個9位ADC和一個配套的12 MSPS采樣保持器。參考文獻(xiàn)4、5和6是1960年代和1970年代早期采樣保持電路研究成果的代表之作。

1969年，ADI公司新收購的Pastoriza部門率先推出商用采樣保持器SHA1和SHA2。電路在PC板上實(shí)現(xiàn)，SHA1的0.01%采集時間為2 μs，功耗0.9 W，成本約為$225；SHA2速度更快，0.01%采集時間為200 ns，功耗1.7 W，成本約為$400。兩款器件專門配合同樣在PC板上實(shí)現(xiàn)的12位逐次逼近型ADC工作。

模塊化和混合技術(shù)迅速淘汰了PC板采樣保持器，而隨著IC ADC的上市，如工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)AD574等，對采樣保持器的需求漸增。上世紀(jì)70年代和80年代早期，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師購買獨(dú)立的采樣保持器來驅(qū)動此類ADC是相當(dāng)普遍的現(xiàn)象，因?yàn)楫?dāng)時的工藝技術(shù)還無法將它們集成在同一芯片上。IC SHA，如AD582 （0.01%采集時間為4 μs）、AD583 （0.01%采集時間為6 μs）和AD585 （14位精度的采集時間為3 μs）等，服務(wù)于上世紀(jì)70年代和80年代的低速市場。

混合SHA，如HTS-0025（0.1%采集時間為25 ns）、HTC-0300（0.01%采集時間為200 ns）和AD386（16位精度的采集時間為25 μs）等，則服務(wù)于高速高端市場。到1995年，ADI公司針對各種應(yīng)用推出了大約20款采樣保持產(chǎn)品，包括下列高速IC：AD9100/AD9101（0.01%采集時間為10 ns）、AD684 （四通道、0.01%采集時間為1 μs）和AD783 （0.01%采集時間為250 ns）。

然而，同時期的ADC技術(shù)迅猛發(fā)展，許多ADC都已內(nèi)置SHA（即采樣ADC），因而更容易指定，當(dāng)然也更容易使用。新工藝的開發(fā)，包括高速互補(bǔ)雙極性工藝和先進(jìn)的CMOS工藝，使得集成SHA功能成為可能。事實(shí)上，現(xiàn)在（2003年）采樣ADC已經(jīng)非常普及并大受歡迎，很少有人需要獨(dú)立的SHA。

除了尺寸更小、成本更低和外部元件更少等明顯的優(yōu)勢以外，采樣ADC還有一個重要優(yōu)勢，那就是整體直流和交流性能已完全明確，設(shè)計(jì)人員不必像對待分立ADC與分立SHA的組合那樣需要確保不存在規(guī)格、接口或時序問題。當(dāng)考慮SFDR和SNR等動態(tài)特性時，這一優(yōu)勢尤為可貴。

SHA絕大部分時候是與ADC一起使用，但偶爾也會用于DAC限變器、峰值檢波器、模擬延遲電路、同步采樣系統(tǒng)和數(shù)據(jù)分配系統(tǒng)。

SHA基本工作原理

無論SHA的電路細(xì)節(jié)或類型如何，所有此類器件都包括四個主要部分：輸入放大器、能量存儲元件（電容）、輸出緩沖器和開關(guān)電路，如圖1的典型配置所示。

圖1：基本采樣保持電路

SHA的核心——能量存儲元件是電容。輸入放大器緩沖輸入，向信號源提供高阻抗，并提供電流增益來給保持電容充電。在跟蹤模式下，保持電容上的電壓跟隨（或跟蹤）輸入信號（有一定的延遲和帶寬限制）。在保持模式下，開關(guān)斷開，電容保持與輸入緩沖器斷開連接之前的電壓。輸出緩沖器向保持電容提供高阻抗，防止保持電壓過早放電。開關(guān)電路及其驅(qū)動器構(gòu)成SHA交替處于跟蹤和保持模式的切換機(jī)制。

描述SHA基本操作的規(guī)格有四組：跟蹤模式、跟蹤轉(zhuǎn)保持、保持模式、保持轉(zhuǎn)跟蹤。圖2總結(jié)了這些規(guī)格，圖3以圖解方式顯示了SHA的一些誤差源。由于每種模式同時涉及到直流和交流性能，因此要正確指定SHA并了解其在系統(tǒng)中的操作是一件很復(fù)雜的事情。

圖2：采樣保持器規(guī)格

圖3：采樣保持器的一些誤差源

跟蹤模式規(guī)格

在采樣（或跟蹤）模式下，SHA只是一個放大器，因此這種模式下的靜態(tài)和動態(tài)特性與任何其它放大器相似。（在跟蹤模式下性能下降的SHA一般僅指定保持模式下的特性。）跟蹤模式下的主要規(guī)格包括：失調(diào)、增益、非線性、帶寬、壓擺率、建立時間、失真和噪聲。然而，失真和噪聲在跟蹤模式下一般不如在保持模式下重要。

跟蹤轉(zhuǎn)保持模式規(guī)格

當(dāng)SHA從跟蹤切換到保持時，由于開關(guān)的非理想特性，一般會有少量電荷釋放在保持電容上。這會導(dǎo)致保持模式直流失調(diào)電壓，稱為基底誤差，如圖4所示。如果SHA驅(qū)動ADC，基底誤差表現(xiàn)為直流失調(diào)電壓，可以通過系統(tǒng)校準(zhǔn)予以消除。如果基底誤差與輸入信號電平相關(guān)，則由此產(chǎn)生的非線性會增加保持模式下的失真。

通過提高保持電容的值，相應(yīng)地延長采集時間并降低帶寬和壓擺率，可以減小基底誤差。

從跟蹤切換到保持會產(chǎn)生瞬變，SHA輸出建立到額定誤差帶范圍以內(nèi)所需的時間稱為保持模式建立時間。偶爾也會規(guī)定開關(guān)瞬變的峰值幅度。

圖4：跟蹤轉(zhuǎn)保持模式的基底、瞬變和建立時間誤差

在SHA的技術(shù)規(guī)格中，容易誤解、經(jīng)常濫用的可能是那些包含孔徑的規(guī)格。SHA最基本的動態(tài)特性是它能夠快速斷開保持電容與輸入緩沖放大器的連接，這一動作所需的極短（但非零）時間間隔稱為孔徑時間。SHA內(nèi)部時序的各種相關(guān)量如圖5所示。

圖5：說明內(nèi)部時序的SHA電路

此間隔結(jié)束時保持電壓的實(shí)際值取決于輸入信號和開關(guān)操作本身引入的誤差。圖6顯示對一個任意斜率的輸入信號應(yīng)用保持命令時的情況（為清楚起見，忽略采樣轉(zhuǎn)保持基底和開關(guān)瞬變）。最終保持的值是輸入信號的延遲版本，并且是開關(guān)孔徑時間范圍內(nèi)的平均值，如圖6所示。該一階模型假設(shè)，保持電容上的最終電壓值約等于應(yīng)用于開關(guān)的信號在開關(guān)從低阻抗變?yōu)楦咦杩沟臅r間間隔（ta）內(nèi)的平均值。

圖6：SHA波形

該模型顯示，開關(guān)斷開所需的有限時間（ta）相當(dāng)于在驅(qū)動SHA的采樣時鐘中引入一個小延遲。此延遲為常數(shù)，可以是正值，也可以是負(fù)值，稱它為有效孔徑延遲時間、孔徑延遲時間或孔徑延遲（te），定義為前端緩沖器的模擬傳播延遲（tda）與開關(guān)驅(qū)動器數(shù)字延遲（tdd）的時間差加上孔徑時間的一半（ta/2）。有效孔徑延遲時間通常為正值，但如果孔徑時間的一半（ta/2）與開關(guān)數(shù)字延遲（tdd）之和小于通過輸入緩沖器的傳播延遲（tda），則它也可以是負(fù)值。因此，孔徑延遲規(guī)格確定了輸入信號相對于采樣時鐘沿的實(shí)際采樣時間。

孔徑延遲時間可以通過如下方法來測量：對SHA應(yīng)用一個雙極性正弦波信號，然后調(diào)整同步采樣時鐘延遲時間，使得SHA的輸出在保持期間為0，輸入采樣時鐘沿與輸入正弦波實(shí)際零交越點(diǎn)之間的相對延遲即為孔徑延遲時間，如圖7所示。

圖7：有效孔徑延遲時間

孔徑延遲不產(chǎn)生誤差，但會在采樣時鐘輸入或模擬輸入（取決于其符號）中起固定延遲作用。如果孔徑延遲中存在樣本間變化（孔徑抖動），則會產(chǎn)生相應(yīng)的電壓誤差，如圖8所示。在開關(guān)斷開的時刻，這種樣本間變化稱為孔徑不確定性或孔徑抖動，通常用均方根皮秒（ps rms）來衡量。相應(yīng)輸出誤差的幅度與模擬輸入的變化速率有關(guān)。針對既定的孔徑抖動值，孔徑抖動誤差隨著輸入dv/dt提高而提高。

圖8：孔徑或采樣時鐘抖動對SHA輸出的影響

測量SHA的孔徑抖動誤差需要無抖動的采樣時鐘和模擬輸入信號源，因?yàn)檫@些信號上的抖動無法與SHA孔徑抖動本身區(qū)別開來，抖動的影響是相同的。事實(shí)上，系統(tǒng)中的最大時序抖動誤差源往往在SHA（或采樣ADC）之外，由于高噪聲或不穩(wěn)定的時鐘、信號布線不當(dāng)以及沒有采用良好的接地和去耦技術(shù)而導(dǎo)致。SHA孔徑抖動一般小于50 ps rms，高速器件則小于5 ps rms。關(guān)于測量ADC孔徑抖動的詳細(xì)說明，請參閱參考文獻(xiàn)11的第5章。

圖9顯示了總采樣時鐘抖動對數(shù)據(jù)采樣系統(tǒng)信噪比（SNR）的影響?？偩礁秳佑啥鄠€部分組成，實(shí)際SHA孔徑抖動常常是最不重要的一個部分。

圖9：采樣時鐘抖動對SNR的影響

保持模式規(guī)格

在保持模式下，保持電容、開關(guān)和輸出放大器的缺陷會引起誤差。如果有漏電流流入或流出保持電容，電容會緩慢充電或放電，其電壓將發(fā)生圖10所示的變化，這種效應(yīng)稱為SHA輸出電壓下降，用V/μs表示。壓降可能由污穢PC板的泄漏（使用外部電容時）或易泄漏的電容引起，但最常見的原因是半導(dǎo)體開關(guān)的漏電流和輸出緩沖放大器的偏置電流?？梢越邮艿膲航抵凳牵涸谒?qū)動的ADC轉(zhuǎn)換期間，SHA的輸出變化幅度不超過? LSB；但該值高度依賴于ADC架構(gòu)。如果壓降是由反偏結(jié)（CMOS開關(guān)或FET放大器柵極）的漏電流引起，則芯片溫度每升高10°C，它就會提高一倍，這意味著從+25°C到+125°C，壓降會提高1000倍。

通過提高保持電容的值可以降低壓降，但這也會延長采集時間并降低跟蹤模式下的帶寬。在作為ADC一部分的現(xiàn)代IC采樣保持電路中，常常利用差分技術(shù)來減小壓降效應(yīng)。

圖10：保持模式壓降

當(dāng)SHA使用小保持電容時，即使很小的漏電流也可能引起嚴(yán)重的壓降。PCB的漏電流可以通過巧妙地使用保護(hù)環(huán)而最小化。保護(hù)環(huán)是一個由導(dǎo)體構(gòu)成的環(huán)，它包圍一個敏感節(jié)點(diǎn)并處于等電位。由于其間沒有電壓，因此不會有漏電流流動。在同相應(yīng)用中，如圖11所示，必須將保護(hù)環(huán)驅(qū)動到正確的電位，但虛地上的保護(hù)環(huán)可以處于實(shí)際的地電位（圖12）。PCB材料的表面電阻遠(yuǎn)低于其體電阻，因此PCB兩端必須都放上保護(hù)環(huán)；在多層板上，所有層都應(yīng)當(dāng)有保護(hù)環(huán)。

圖11：用與保持電容相同的電壓驅(qū)動防護(hù)罩以降低電路板泄漏

圖12：在虛地SHA設(shè)計(jì)上使用防護(hù)罩

SHA保持電容的泄漏必須很低，但還有一個特性也同樣重要，這就是“低電介質(zhì)吸收”。如果一個電容充電、放電然后開路，它會恢復(fù)一些電荷，如圖13所示。這種現(xiàn)象稱為“電介質(zhì)吸收”，它會導(dǎo)致上一個樣本的殘余部分污染新樣本，并且可能引入數(shù)十甚至數(shù)百mV的隨機(jī)誤差，因此可能會使SHA的性能嚴(yán)重降低。

圖13：電介質(zhì)吸收

不同的電容材料具有不同的電介質(zhì)吸收量，電介質(zhì)電容最糟糕（泄漏也很高），某些高K陶瓷電容也很差，但云母、聚苯乙烯和聚丙烯電容一般較好。遺憾的是，產(chǎn)品批次不同，電介質(zhì)吸收也會有所不同，有時連聚苯乙烯和聚丙烯電容也可能受批次影響。因此，購買用于SHA應(yīng)用的電容時，增加30-50%的預(yù)算是明智的，并且應(yīng)當(dāng)購買制造商保證它具有低電介質(zhì)吸收的器件，而不是購買一般認(rèn)為它具有這種特性的某類電容。

SHA的雜散電容可能會讓少量交流輸入在保持期間耦合到輸出，這種效應(yīng)稱為饋通，取決于輸入頻率和幅度。如果饋通到SHA輸出的信號幅度大于? LSB，ADC就會發(fā)生轉(zhuǎn)換錯誤。

許多SHA中，失真僅在跟蹤模式下規(guī)定。跟蹤模式失真常常遠(yuǎn)優(yōu)于保持模式失真。跟蹤模式失真不包括開關(guān)網(wǎng)絡(luò)引起的非線性，當(dāng)驅(qū)動ADC時，可能無法反映SHA的性能。現(xiàn)代SHA，特別是高速SHA，通常規(guī)定兩種模式下的失真。跟蹤模式失真可以利用模擬頻譜分析儀測量，但保持模式失真應(yīng)當(dāng)利用圖14所示的數(shù)字技術(shù)進(jìn)行測量。將一個頻譜純凈的正弦波應(yīng)用于SHA，一個低失真高速ADC在保持時間快要結(jié)束時對SHA輸出進(jìn)行數(shù)字化。然后對ADC輸出執(zhí)行FFT分析，并計(jì)算失真成分。

圖14：測量保持模式失真

在跟蹤模式下，SHA噪聲的規(guī)定和測量與放大器相似。峰峰值保持模式噪聲利用示波器測量，然后除以6.6轉(zhuǎn)換成均方根值。保持模式噪聲可以用頻譜密度（nV/√Hz）來表示，或者用額定帶寬內(nèi)的均方根值來表示。除非另有說明，保持模式噪聲必須與跟蹤模式噪聲合并以得出總輸出噪聲。有些SHA規(guī)定的是總輸出保持模式噪聲，其中包括跟蹤模式噪聲。

保持轉(zhuǎn)跟蹤模式規(guī)格

當(dāng)SHA從保持切換到跟蹤時，它必須重新獲取輸入信號（輸入信號在保持模式期間可能已經(jīng)發(fā)生滿量程躍遷）。獲取時間是指SHA從保持切換到跟蹤時，重新獲取信號并達(dá)到目標(biāo)精度所需的時間間隔。該時間間隔開始于采樣時鐘沿的50%點(diǎn)，結(jié)束于SHA輸出電壓落在額定誤差帶以內(nèi)時（通常規(guī)定0.1%和0.01%時間）。某些SHA還規(guī)定相對于保持電容電壓的獲取時間，而忽略輸出緩沖器的延遲和建立時間。保持電容獲取時間規(guī)格適用于高速應(yīng)用，在這種應(yīng)用中，必須為保持模式分配可能的最長時間。當(dāng)然，輸出緩沖器建立時間必須顯著小于保持時間。

獲取時間可以利用現(xiàn)代數(shù)字采樣示波器（DSO）或數(shù)字熒光示波器（DPO）直接測量，這些示波器對大過驅(qū)不敏感。

SHA架構(gòu)

像運(yùn)算放大器一樣，SHA架構(gòu)有許多種，我們將討論最常見的幾種架構(gòu)。最簡單的SHA結(jié)構(gòu)如圖15所示。輸入信號由放大器緩沖，然后施加于開關(guān)。輸入緩沖器可以是開環(huán)或閉環(huán)，可以提供或不提供增益。開關(guān)可以是CMOS、FET或雙極性（使用二極管或晶體管），由開關(guān)驅(qū)動器電路控制。保持電容上的信號由輸出放大器緩沖。有時將這種架構(gòu)稱為開環(huán)架構(gòu)，因?yàn)殚_關(guān)不在反饋環(huán)路之內(nèi)。注意，全部信號電壓均施加于開關(guān)，因此它必須具有出色的共模特性。

圖15：開環(huán)SHA架構(gòu)

圖16顯示了這種架構(gòu)的一個實(shí)現(xiàn)方案，其中開關(guān)使用簡單的二極管橋。在跟蹤模式下，電流流經(jīng)二極管橋D1、D2、D3和D4。對于快速壓擺的輸入信號，保持電容通過電流I充電和放電。因此，保持電容的最大壓擺率等于I/CH。使電橋驅(qū)動電流反向會導(dǎo)致電橋反向偏置，從而將電路置于保持模式。利用保持輸出信號自舉關(guān)閉脈沖可以使共模失真誤差最小，這對于該電路至關(guān)重要。反偏電橋電壓等于D5和D6的正向壓降加上串聯(lián)電阻R1和R2上的壓降。該電路速度非?？欤貏e是如果輸入和輸出緩沖器為開環(huán)跟隨器，并且二極管為肖特基二極管。關(guān)閉脈沖可以利用高頻脈沖變壓器或電流開關(guān)產(chǎn)生，如圖17所示。該電路可以在任何采樣速率下使用，因?yàn)槎O管開關(guān)脈沖直接耦合到電橋。自上世紀(jì)60年代中期起，這種電路的不同形式就已用于高速PC板、模塊式、混合和IC SHA。

圖16：使用二極管橋開關(guān)的開環(huán)SHA

圖17：開環(huán)SHA實(shí)現(xiàn)方案

圖18所示的SHA電路是經(jīng)典的閉環(huán)設(shè)計(jì)，已被許多CMOS采樣ADC采用。由于開關(guān)始終在虛地工作，因此開關(guān)上不存在共模信號。

圖18：基于反相積分器的閉環(huán)SHA，在求和點(diǎn)切換

開關(guān)S2是必需的，用以保持恒定的輸入阻抗，防止輸入信號在保持期間耦合到輸出端。在跟蹤模式下，SHA的傳遞特性由運(yùn)算放大器決定，開關(guān)不會引入直流誤差，因?yàn)殚_關(guān)位于反饋環(huán)路之內(nèi)。利用圖19所示的差分開關(guān)技術(shù)，可以將電荷注入的影響降至最小。

圖19：差分開關(guān)減少電荷注入

IC ADC的內(nèi)置SHA電路

CMOS ADC由于低功耗和低成本而頗受歡迎。使用差分采樣保持器的典型CMOS ADC的等效輸入電路如圖20所示。圖中開關(guān)顯示為跟蹤模式，但應(yīng)注意，它們以采樣頻率斷開和閉合。16 pF電容代表開關(guān)S1和S2的有效電容以及雜散輸入電容。CS電容（4 pF）是采樣電容，CH電容是保持電容。雖然輸入電路完全是差分式，但該ADC結(jié)構(gòu)既可以單端方式驅(qū)動，也可以差分方式驅(qū)動。然而，使用差分變壓器或差分運(yùn)放驅(qū)動一般可以獲得最佳性能。

圖20：典型開關(guān)電容CMOS 采樣保持器的簡化輸入電路

在跟蹤模式下，差分輸入電壓施加于CS電容。當(dāng)電路進(jìn)入保持模式時，采樣電容上的電壓轉(zhuǎn)移到CH保持電容上，由放大器A緩沖（開關(guān)由適當(dāng)?shù)牟蓸訒r鐘相位控制）。當(dāng)SHA返回跟蹤模式時，輸入源必須將CS上的電壓充電或放電到新的輸入電壓。CS的這種充電和放電動作（求一定時間內(nèi)的平均值，以給定的采樣頻率fs進(jìn)行），使輸入阻抗呈現(xiàn)為一個有利的阻性元件。然而，如果在采樣周期（1/fs）內(nèi)分析該動作，輸入阻抗將是動態(tài)的，必須考慮輸入驅(qū)動源的一些注意事項(xiàng)。

輸入阻抗的阻性部分可以通過計(jì)算CH從輸入驅(qū)動源獲取的平均電荷而算出?？梢钥闯?，如果在開關(guān)S1和S2打開之前讓CS完全充電至輸入電壓，那么進(jìn)入輸入端的平均電流就像是在輸入端之間連接了一個等于1/（CSfS）的電阻。由于CS僅為數(shù)pF，因此當(dāng)fS = 10 MSPS時，阻性部分通常大于數(shù)kΩ。

圖21顯示了1995年推出的12位41 MSPS ADC AD9042 采用的輸入SHA的簡化電路（參考文獻(xiàn)7）。 AD9042采用高速互補(bǔ)雙極性工藝（XFCB）制造。電路包括兩個獨(dú)立的并聯(lián)SHA，構(gòu)成全差分工作方式，圖中僅顯示了一半電路。全差分工作方式可以減小下降率引起的誤差，同時還能降低二階失真。在跟蹤模式下，晶體管Q1和Q2提供單位增益緩沖。當(dāng)電路被置于保持模式時，Q2的基極電壓被拉至負(fù)值，直到被二極管D1箝位。片內(nèi)保持電容CH的標(biāo)稱值為6 pF。Q3與CF一起提供輸出電流自舉功能，并減小Q2的VBE變化，進(jìn)而降低三階信號失真。20 MHz時，跟蹤模式THD通常為–93 dB。在時域中，12位精度的滿量程獲取時間為8 ns。在保持模式下，Q3和A = 1緩沖器的電壓自舉動作與Q2的低饋通寄生效應(yīng)一起，使信號相關(guān)的基底變化最小化。12位精度的保持模式建立時間為5 ns。在50 MSPS時鐘速率和20 MHz輸入信號下，保持模式THD為–90 dB。

圖21：1995年推出的12位41 MSPS ADC AD9042采用的SHA

圖22所示為近年推出的14位105 MSPS ADC AD6645中使用的差分SHA一半電路的原理示意圖（參考文獻(xiàn)9詳細(xì)描述了該ADC，包括SHA）。在跟蹤模式下，Q1、Q2、Q3和Q4形成一個互補(bǔ)射極跟隨器緩沖器，驅(qū)動保持電容CH。在保持模式下，Q3和Q4的基極極性反轉(zhuǎn)，箝位在低阻抗，從而關(guān)閉Q1、Q2、Q3和Q4，導(dǎo)致輸入端信號與保持電容之間產(chǎn)生雙重隔離。如前所述，箝位電壓由保持輸出電壓自舉，以便最大程度地減小非線性效應(yīng)。

跟蹤模式線性度主要取決于CH充電時Q3和Q4的VBE調(diào)制。保持模式線性度取決于跟蹤模式線性度和跟蹤轉(zhuǎn)保持時的非線性誤差，引起該非線性誤差的原因是Q3和Q4的基極電壓切換不平衡，以及由此導(dǎo)致的Q3和Q4關(guān)閉時通過其基極-射極結(jié)注入的電荷不平衡。

圖22：2000年推出的14位105 MSPS ADC AD6645采用的SHA

SHA應(yīng)用

目前來說，SHA的最大應(yīng)用是驅(qū)動ADC。大多數(shù)用于信號處理的現(xiàn)代ADC都是采樣ADC，內(nèi)置針對轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)而優(yōu)化的SHA。采樣ADC的直流和交流性能均是完全明確的，只要有可能，就應(yīng)當(dāng)取代分立式SHA/ADC組合。僅在極少的情況下，特別是那些要求寬動態(tài)范圍和低失真的應(yīng)用，使用分立組合可能是有利的。

圖23顯示了一個類似的應(yīng)用，它利用低失真SHA來降低代碼相關(guān)DAC毛刺的影響。就在要將新數(shù)據(jù)鎖存至DAC之前，將SHA置于保持模式，從而將DAC開關(guān)毛刺與輸出隔離。SHA產(chǎn)生的開關(guān)瞬變與代碼無關(guān)，并且以更新頻率出現(xiàn)，因此很容易予以濾除。這種技術(shù)在低頻時可能有用，可以改善DAC的失真性能，但對于專門為DDS應(yīng)用而設(shè)計(jì)、更新速率為數(shù)百M(fèi)Hz的高速低毛刺低失真DAC，價值則不大。

圖23：SHA用作DAC限變器

在同步采樣系統(tǒng)中，與每通道使用一個ADC的方案相比，使用多個SHA、一個模擬多路復(fù)用器和單個ADC的方案往往更具經(jīng)濟(jì)性（圖24）。同樣，在數(shù)據(jù)分配系統(tǒng)中，可以使用多個SHA將單個DAC的順序輸出路由到多個通道，如圖25所示，但這種做法不太普遍，因?yàn)槭褂枚鄠€DAC的方案通常更好。

圖24：使用多個 SHA和單個ADC的同步采樣

圖25：使用多個SHA和單個DAC的數(shù)據(jù)分配系統(tǒng)

SHA的最后一個應(yīng)用如圖26所示：在一個數(shù)據(jù)采樣系統(tǒng)中，多個SHA級聯(lián)起來以產(chǎn)生模擬延遲。在SHA 1的保持間隔時間快要結(jié)束之前，SHA 2被置于保持模式。因此，總流水線延遲時間大于采樣周期T。這種技術(shù)常常用于多級流水線式分級ADC中，以提供連續(xù)多級的轉(zhuǎn)換延遲。在流水線式ADC中，50%占空比的采樣時鐘很普遍，因而可以利用交替的時鐘相位來驅(qū)動流水線中的各SHA（流水線式ADC詳見教程MT-024）。

圖26：用于產(chǎn)生模擬流水線延遲的SHA