在1:5CW轉換器中具有N相和分相時鐘的GaN FET開關

為了實現(xiàn)高功率密度，使用了混合電感-電容開關轉換器。這些混合電感-電容開關可防止瞬態(tài)浪涌電流，這通常會導致傳統(tǒng)開關電容轉換器的輸出損耗 。許多不同的轉換器拓撲可以輕松混合，并有助于從軟充電操作中受益。然而，圖 1 中的 Cockcroft-Walton 是首選拓撲，因為它提供的開關和電容器電壓應力較小 。

本文將討論三個貢獻。它將通過對 N 相切換和分相切換方案進行比較并突出它們的優(yōu)勢來初步分析它們。對于小負載，N 相方案效率更高，而分相方案適用于較重的負載。其次，通過應用分相時鐘演示了CW 轉換器。第三，使用氮化鎵 FET 進行了演示，從而產生了非常大的功率密度，即 483.3 kW/升。這伴隨著柵極驅動集成電路和高密度隔離電平移位的應用。

圖 1：Cockcroft-Walton 轉換器電路

在本文中，將討論 N 相和分相開關技術。它還將關注離散原型和測量結果。

操作理論

N相切換

對于將 N 相時鐘方案應用于 1:n 混合 LC CW 轉換器的 N = 5 電路

，圖 2 ［1］ 顯示了相位進展圖。當單個

有源電壓環(huán)路通過電感器時，每個開關都會經歷零電流切換。為了監(jiān)控 N 相，通過

將電流檢測硬件與電感器串聯(lián)來使用簡化電路。這減少了靜態(tài)電流消耗

與使用多個傳感器的分相開關進行比較。這個 N 相開關電路顯示了平滑的正弦電壓轉換，沒有突然的電荷共享（圖 3）。為了獲得 160 歐姆的負載，18 V 的輸入電壓與 N = 5 個 CW 轉換器 ［1］ 一起使用。紅色開關可以看到 S5、S6 和 S9 處的電壓應力。這表明增加的負載可能會增加內部電壓紋波，從而產生反向體二極管導通 ［1］。如果二極管在正向方向上較大或電壓較低，則由于二極管負載較重，這種傳導損耗可能會導致效率降低。

圖 2：使用 N 相開關的 1:5 CW 轉換器的不同相位

圖 3：N 相開關波形

分相開關

分相時鐘方案能夠以較高的輸出功率實現(xiàn)較小的輸出電壓紋波。這是一種使用基于二極管的電荷泵的主動開關方法，這些電荷泵以電感方式加載 ［1］。它依賴于零電流開關和時序敏感的零電壓開關，因此，與 N 相開關相比，它意味著額外的傳感電路。

一個 1:5 CW 轉換器用于演示圖 4 中的分相操作。要初始化主相，必須對其子相進行初始化，這些都是通過滿足 ZVS 條件來完成的。這些條件讓開關 S6 啟動階段 1，S5 和 S9 啟動階段 2。要啟用階段 1b，VC3 = VC4。同樣，要參與階段 2c，VC2 = VC3?？焖匐娙萜魃系钠交妷恨D換表示平滑、無突變的傳輸。開關電壓應力如圖 5 所示，第 2 階段的 S5 和 S9 開關以及第 1 階段的 S6 開關的 ZVS 用綠色表示。

圖 4：使用分相開關的 1:5 CW 轉換器的不同相位

圖 5：分相開關波形

比較

N 相顯示更好的開關活動，每個周期有 13 個開關，與分相相比，分相僅顯示 9 個開關的周期，如圖 2 和 4 所示。然而，對于相同的組件，在諧振條件下運行時，N 相與分相相比要慢 60%。因此，具有降低開關損耗的 N 相對于輕負載是有效的。在商業(yè)應用中，隨著傳感的硬件要求進一步降低，這種效果會進一步增加。然而，分相在較重的負載下顯示出更好的效率。

體二極管導通效應不同于 N 相方案，它會降低其在重負載應用中的效率 。對于小于 2V 的反向偏置，在分相開關中，使用氮化鎵而不是硅來增加本征體二極管中的正向電壓 。

相同的硬件可用于 N 相和分相開關，這使我們產生了用這兩者形成電路的想法。這樣的電路似乎比單獨使用它們中的任何一個都更有益。這有助于在整個開關范圍內最大限度地提高效率 。兩個開關的相變過程中的相同階段可以作為合并點，并可用于將電路從一種開關方案轉換為另一種開關方案 。

可以進一步暗示動態(tài)關斷時間調制或脈沖頻率調制以提高兩個開關的輕負載效率。

審核編輯：郭婷