在電磁流量計和生物電測量等應(yīng)用中,小差分信號與大得多的差分偏移串聯(lián)。這些偏移通常會限制電路在前端設(shè)計中可以獲得的增益,進而影響整體動態(tài)范圍。當使用較低電源電壓時,例如在電池供電的信號鏈中,增益限制更具挑戰(zhàn)性。解決這個大差分偏移問題的一種方案是使用交流耦合測量信號鏈。典型的交流耦合信號鏈包括一個低增益儀表放大器,其后是一個高通濾波器和額外的增益級(請參閱 "放大具有大直流偏移的交流信號以支持低功耗設(shè)計")。
在大多數(shù)應(yīng)用中,最好在第一級獲得盡可能多的增益,因為這有助于改善信號鏈中其他增益級的折合到輸入端(RTI)噪聲。本文將介紹間接電流模式儀表放大器架構(gòu)的設(shè)計和實施,從而在一級中實現(xiàn)高增益和交流耦合。該設(shè)計采用微功耗、零漂移儀表放大器AD8237, 其具有寬共 模和差分輸入范圍。間接電流模式架構(gòu)的其他例子有AD8420。這種間接電流反饋的主要好處包括:
低功耗架構(gòu)
沒有像其他典型架構(gòu)(例如由兩個或三個運放構(gòu)成的儀表放大器)那樣的鉆石圖限制
利用外部電阻匹配可以實現(xiàn)良好的增益漂移性能
不依賴電阻匹配便可實現(xiàn)高CMRR
高阻抗基準引腳
圖1所示電路提供了整體原理圖,其中選擇了間接電流模式儀表放大器AD8237。但是,為了在一級中實現(xiàn)高增益和交流耦合,必須在AD8237的反饋環(huán)路中實現(xiàn)一個積分器電路。與由兩個或三個 運放構(gòu)成的儀表放大器解決方案(其在應(yīng)用增益后消除偏移)相比,該解決方案可提供更大的增益。對于所提出的架構(gòu),偏移校正發(fā)生在增益階段之前,因此儀表放大器可以具有較大增益。這兩種架構(gòu)將在附錄中介紹。ADA4505運算放大器在反饋環(huán)路中用作積分器電路。AD8237的輸出由積分器輸入檢測,并驅(qū)動AD8237的基準引腳,迫使AD8237的輸出為VMID,后者是在ADA4505的正輸入端設(shè)置。即使積分器電路提供低通濾波器功能,在這種情況下,由于其用在反饋環(huán)路中,整體電路也會具有高通濾波器轉(zhuǎn)換函數(shù)。由于這種行為,它不僅最終會在應(yīng)用增益之前阻隔任何直流偏移,從而提供比其他解決方案更大的增益,而且它對低電源電壓和大偏移更有幫助,因為剩下的工作裕量很 有限。積分器電路還通過基準引腳迫使AD8237的輸出為選定的電壓。實際上,積分器迫使基準引腳相對于AD8237的FB引腳的電壓等于輸入的差分電壓,但方向相反。
設(shè)計規(guī)格示例
低功耗應(yīng)用通常使用單電源,電源電壓通常在1.8 V和3.6 V之間。圖1所示電路的設(shè)計選擇取決于輸入信號和偏移的幅度范圍及頻率。表1列出了圖1所示電路的示例設(shè)計規(guī)格。
該電路的設(shè)計選擇是在AD8237使用低帶寬模式的情況下做出的,以便提高增益靈活性和穩(wěn)定性。
圖1. 采用間接電流模式架構(gòu)的交流耦合信號調(diào)理電路
表1. 圖1所示電路的關(guān)鍵設(shè)計規(guī)格
設(shè)計描述
圖1所示電路由微功耗、軌到軌儀表放大器AD8237和零輸入交越 失真運算放大器ADA4505組成。這兩個器件均可由最低3.3 V電源VDD供電。
此電路可以輸出一個電壓VOUT, 該電壓表示輸入端的交流信號 VSIGNAL在去除直流偏移電壓VOFFSET并經(jīng)放大后的信號。此電路生成的VMID?電壓用于將ADA4505的正輸入和AD8237增益級輸出共模設(shè)置為中間電源電壓。VMID?由分壓器(R1、R2)生成,并由另一個ADA4505緩沖。AD8237采用超小型封裝(MSOP),ADA4505采用緊湊型晶圓級芯片規(guī)模封裝(WLCSP)。
設(shè)計注意事項
1. ADA4505-2 (1/2)的正輸入 VMID?將設(shè)置VREF?(AD8237的基準引腳)的值,從而設(shè)置輸出VOUT鑒于共模輸入電壓與輸出范圍的關(guān)系或鉆石圖,為確保兩個供電軌之間的輸出擺幅最大,大多數(shù)儀表放大器的最優(yōu)值為中間電源電壓(+VDD/2)。設(shè)計仿真部分將介紹一種對此有幫助的?鉆石圖工具。
2. 考慮電路的總電源電流時,電阻值R1和R2的選擇也很重要。電阻選擇是噪聲與功耗的權(quán)衡結(jié)果。對于此電路,最好選擇較大的電阻值以最大程度地減少額外的電源電流。針對該電阻分壓器,增加的額外電源電流將是:
對于電阻分壓器(R1、R2),可以增加一個電容C1以對噪聲進行限帶,并減少對VDD的50 Hz/60 Hz或其他干擾。電容越大,噪聲濾波越好;但是,上電時VMID?需要更長的時間才能穩(wěn)定下來。建立到1%以內(nèi)所需的時間估計為:
3.選擇無源元件值(電阻和電容)時,應(yīng)考慮容差。對于電阻分壓器(R1、R2),目標 VMID??值可能會移動,這會影響AD8237和ADA4505的輸出擺幅范圍VOUT。
從圖1所示電路可知,轉(zhuǎn)換函數(shù)將有兩個截止頻率,它們是來自反饋中ADA4505積分器電路的高通濾波器的結(jié)果和AD8237帶寬引起的低通濾波器響應(yīng)。這可能會引入一些增益誤差,該誤差與積分器(ADA4505)的截止頻率和AD8237帶寬相關(guān)。因此,高通截止頻率和低通截止頻率須有一定的范圍。取決于截止頻率彼此接近的程度,增益誤差百分比可能會改變。
4.如果應(yīng)用需要使用高阻抗傳感器,可以在AD8237輸入端之前使用諸如ADA4505之類的緩沖器,以提供更高輸入阻抗和更低輸入偏置電流,因為緩沖器會將高阻抗輸入轉(zhuǎn)換為低阻抗輸出。在整個溫度范圍內(nèi),AD8237的輸入偏置電流最大值為1 nA。
設(shè)計步驟
1.用于設(shè)置VMID的分壓器:
根據(jù)"設(shè)計注意事項"的第2點,對于圖1中的電路,外圍元件的值設(shè)置為R1 = R2 = 1 MΩ,以使電源電流的貢獻保持在1 μA左右。
ADA4505之前的電阻分壓器的輸出:
假設(shè)R1和R2的容差為5%,并考慮到ADA4505偏移:
為了消除電阻的交流電源干擾和噪聲,設(shè)置C1使得截止頻率至少小于VSIGNAL?最低頻率20 Hz。請注意,如果需要對噪聲進一步限帶,電容值可以更大。
在這種情況下,C1設(shè)置為22 nF,其提供的頻率為:
2.儀表放大器(AD8237)增益值VSIGNAL:
考慮電磁流量傳感器輸出的范圍通常是從±75 μV到±6 mV的峰峰值信號幅度。對于圖1所示電路,幅度峰峰值信號幅度范圍將設(shè)置為VSIGNAL?= 6 mV 峰值,頻率為30 Hz。
然后,考慮AD8237輸出擺幅范圍對供電軌的限制。這些值可以在數(shù)據(jù)手冊的"輸出擺幅"部分中找到。保守起見,我們使用+25°C時RL = 10 kΩ擺幅情況:
對于3.3 V電源:
由于輸出是全差分式,因此最差情況下輸出相對于 VMID的擺幅將是:
對于正輸入信號(VMIDMAX?= 1.732 V):
對于負輸入信號(VMIDMAX?= 1.568 V):
現(xiàn)在為了設(shè)置增益,計算總預(yù)期差分輸入信號,并使用正負擺幅范圍的下限來設(shè)置最大擺幅范圍:
考慮到輸出電壓范圍限制,AD8237增益應(yīng)小于253。為了留一些裕量以應(yīng)對直流誤差和其他因素,圖1所示電路的增益值應(yīng)小于最大值。增益和建立時間之間也需要權(quán)衡:增益越高,濾波器的時間常數(shù)越慢。鑒于以上考量,AD8237增益設(shè)置為101。
請注意設(shè)計注意事項第1步對擺幅值最大化的好處。
從數(shù)據(jù)手冊可知,增益的相關(guān)公式為:
AD8237數(shù)據(jù)手冊提供了不同增益選擇的建議電阻值。對于選定的增益101,這些電阻的值應(yīng)為:RF1 = 1 k?,RG1 = 100 k?.
3.儀表放大器(AD8237)帶寬:
從數(shù)據(jù)手冊得知,截止頻率值為
如果設(shè)計規(guī)格需要對最大信號頻率進行某種最低衰減,則對于給定濾波器截止頻率,這很容易檢查。
4.設(shè)置高通濾波器截止頻率:
正如"設(shè)計注意事項"部分所述,積分器設(shè)置的高通濾波器截止頻率可能過于接近AD8237帶寬設(shè)置的低通濾波器截止頻率。這會給之前確定的增益帶來一些增益錯誤。
假設(shè)R3和C3的容差為±5%,最快時間常數(shù)應(yīng)小于VSIGNAL最低頻率:
電阻R3將具有1 MΩ的恒定值,以使通過該電阻進入運算放大器的電流最小。
選取最接近的標準電容值,截止頻率大致為20 Hz,設(shè)置C3 =1.5 μF,故更新后的截止頻率為
如果設(shè)計規(guī)格需要對最小信號頻率進行某種最低衰減,則對于給定濾波器截止頻率,這很容易檢查。請參見此電路的示例:
5.偏移電壓:
兩個信號VOFFSET和 VCM都有限制。
正如預(yù)期的那樣,直流偏移可能比我們在大多數(shù)應(yīng)用中通常發(fā)現(xiàn)的要大。在這種情況下,電壓值必須為VOFFSET?≤ ± VMID?。如果直流偏移大于此限值,則VREF電壓值將超出ADA4505的電源電壓范圍。與基準引腳相關(guān)的公式為:VREF?=?VMID?– VOFFSET。VOFFSET?將設(shè)置為1 V。
至于共模電壓,它與VOFFSET值直接相關(guān),因為 VCM?必須在范圍內(nèi):
如果未驗證這些限制,則AD8237的輸入值在電源電壓范圍以上或以下。VCM將設(shè)置為1.65 V。
設(shè)計仿真
為了檢查儀表放大器的共模輸入范圍與輸出電壓的關(guān)系或鉆石圖,您需要提供電源電壓+VDD,基準電壓、增益、共模擺幅和差分輸入擺幅。ADI公司的儀表放大器鉆石圖工具可幫助了解輸入 擺幅是否在器件的工作范圍以內(nèi)。請注意,該工具使用的輸出擺幅使用最差情況的負載條件(最小阻性負載)。因此,如果按照該工具的限值進行設(shè)計,則對于較大阻性負載,系統(tǒng)將會有更多裕量。查看圖2中的結(jié)果,紫色輪廓是在給定電源電壓、輸出擺幅、輸入共模范圍和器件基準電壓下AD8237的可用范圍。紅色輪廓顯示了對于給定的共模和差分輸入模式擺幅,您使用了多少可用范圍。目標是讓紅色輪廓保持在紫色輪廓以內(nèi)。如果某些條件違反了此要求,工具將顯示錯誤并提供建議。務(wù) 必注意,在此工具中,無法在反饋環(huán)路中實現(xiàn)積分器電路。但有一個變通辦法,那就是配置鉆石圖輸入信號,就好像添加了電路的VOFFSET和VCM?電壓(在圖1中)一樣。這樣就可以使用間隔(0.65 V至2.65 V),因為直流偏移被消除且未放大。它還表明,共模電壓可以更高,因為輸出擺幅仍有一些裕量。為了進一步了解儀表放大器內(nèi)部發(fā)生的事情,Internal Circuitry(內(nèi)部電路)?選項卡會顯示內(nèi)部節(jié)點的電壓。
圖2. AD8237鉆石圖工具示例
LTspice?是一款出色的仿真工具,可以檢查之前進行的設(shè)計過程計算,包括其他有意義的規(guī)格,例如目標信號帶的噪聲性能。LTspice原理圖如圖3所示。第一個仿真(圖4和圖5)是瞬態(tài)仿真,直流偏移為1 V,輸入信號為±6 mV (30 Hz)。圖4顯示了電路中不同級的信號。圖5是圖4的放大版本,電路已建立,并且積分器電容充電到最終值。藍色曲線是AD8237的積分器或基準電壓 引腳的輸出。紅色曲線是 VMID??值(等于VDD/2 ),綠色曲線是放大 的最終30 Hz輸出信號 VOUT。
表2顯示了設(shè)計目標與瞬態(tài)仿真結(jié)果的比較。對于最大和最小VOUT值,預(yù)期值來自:VOUT?= VMID?± VSIGNAL?× 101;就我們的情況而言,預(yù)期值等于2.256 V和1.044 V。VREF?預(yù)期等于 VMID?– VOFFSET,就我們的情況而言,預(yù)期值為0.65 V。VMID?等于中間電源電壓,就我們的情況而言,它等于1.65 V。
瞬態(tài)分析中獲得的結(jié)果和預(yù)期結(jié)果在電壓輸出方面非常相似。然而,由于積分器電容和所實現(xiàn)的直流偏移都很大,仿真建立以及輸出達到最終值需要17秒。該建立時間來源于以下事實:仿真始于時間0 s,電容需要時間以充電至最終值。
表2. 設(shè)計目標與仿真瞬態(tài)分析
圖6中的另一個仿真顯示了圖3中電路的頻率響應(yīng),直流偏移為1 V,輸入信號為±6 mV (30 Hz)。圖6中的光標1和2分別放置在高通和低通濾波器的-3 dB點。表3顯示了設(shè)計目標與仿真結(jié)果的比較。
表3. 設(shè)計目標與仿真交流分析
圖7中的另一個仿真顯示了圖3中電路的電壓噪聲密度與頻率RTI的關(guān)系。做法是將輸出噪聲除以解決方案的總增益(101)。對于帶通濾波器功能,我們需要選擇積分頻率區(qū)間來計算總噪聲。
對于頻率上限,我們將使用之前確定的傳感器最大頻率值,即220 Hz。對于頻率下限,我們也將使用之前確定的傳感器最小頻率值,即20 Hz。在這種情況下,所產(chǎn)生的噪聲將從20 Hz積分到 220 Hz。
由于帶通濾波器的截止頻率影響,實測噪聲實際上會更高。LTspice仿真結(jié)果假設(shè)其為磚墻濾波器在20 Hz和220 Hz時急劇滾降。
LTspice中的命令行設(shè)置為:.noise V(VOUT) V1 dec 100 20 220。然后按住 Ctrl鍵,鼠標左鍵單擊波形名稱(V(ONOISE)/101)。使用下式可輕松將有效值噪聲轉(zhuǎn)換為峰峰值噪聲:
快速檢查AD8237噪聲和ADA4505噪聲可知,AD8237是主要噪聲源。
圖3. LTspice原理圖
圖4. 瞬態(tài)仿真結(jié)果
圖5. 瞬態(tài)仿真結(jié)果放大圖。
圖6. 交流仿真結(jié)果
圖7. 在等效噪聲帶寬上積分的總噪聲結(jié)果
測量結(jié)果
為了驗證仿真結(jié)果,可以進行硬件測試,因為AD8237和ADA4505都提供了測試板。每個元件的焊接可以根據(jù)測試板的原理圖完成。同時使用兩個測試板時,可能需要切斷AD8237板上的走線,以將VMID?電壓連接到RG電阻。
為了確保更好地理解結(jié)果,元件值來自設(shè)計步驟部分,與設(shè)計仿真相同。為了模擬電磁流量計或生物電測量傳感器,我們使用了不同的測量設(shè)備,例如電壓校準器和任意波形發(fā)生器。
對于此測試,輸入信號設(shè)置為具有1 V的直流偏移VOFFSET,共模電壓為1.65 V,輸入信號 VSIGNAL為±6 mV (30 Hz)
查看圖8所示的結(jié)果,輸出電壓VOUT黃色曲線)的性能相對于預(yù)期值有一個很小的電壓差,但仍與預(yù)期保持一致。
表4總結(jié)了設(shè)計目標與測量結(jié)果。
表4. 設(shè)計目標與測量結(jié)果
設(shè)計目標與仿真結(jié)果的差異可能有多種原因。
所使用的電阻具有5%的容差,這意味著VMID?值可能有所偏移。
試驗臺設(shè)置可能有局限性,導(dǎo)致出現(xiàn)微小偏差,如實測仿真結(jié)果 VOFFSET和VSIGNAL所示。
圖8. 示波器屏幕截圖,黃色曲線對應(yīng)于VOUT?,藍色曲線對應(yīng)于 VREF。
設(shè)計器件
表5. 儀表放大器
表6. 運算放大器
結(jié)論
當從傳感器(例如現(xiàn)場變送器中的電磁流量計或生物電應(yīng)用中的電極)采集信號時,目標信號通常位于大得多的直流偏移之上。為了更容易地從這些傳感器中提取相關(guān)信息,一種解決方案是實現(xiàn)交流耦合的測量信號鏈,從而在消除直流偏移的同時放大交流信號。在反饋環(huán)路中集成一個積分器電路,儀表放大器AD8237提供增益,交流信號得以耦合,所有這些都在一級中實現(xiàn)。通過在輸入級消除直流偏移,該電路使得信號增益在測量信號鏈的輸入端即可應(yīng)用,整體測量解決方案的折合到輸入端噪聲得以最小化。
審核編輯:湯梓紅
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