開關電源MOS設計選型的幾個基本原則

開關模式電源（Switch Mode Power Supply），又稱交換式電源、開關變換器，是一種高頻化電能轉換裝置，是電源供應器的一種。其功能是將一個位準的電壓，透過不同形式的架構轉換為用戶端所需求的電壓或電流。開關電源的輸入多半是交流電源（例如市電）或是直流電源，而輸出多半是需要直流電源的設備，例如個人電腦，而開關電源就進行兩者之間電壓及電流的轉換。

開關損耗包括導通損耗和截止損耗。導通損耗指功率管從截止到導通時,所產生的功率損耗。截止損耗指功率管從導通到截止時,所產生的功率損耗。開關損耗（Switching-Loss）包括開通損耗（Turn-on Loss）和關斷損耗(Turn-of Loss)，常常在硬開關（Hard-Switching）和軟開關（Soft-Switching）中討論。所謂開通損耗（Turn-on Loss），是指非理想的開關管在開通時，開關管的電壓不是立即下降到零，而是有一個下降時間，同時它的電流也不是立即上升到負載電流，也有一個上升時間。在這段時間內，開關管的電流和電壓有一個交疊區(qū)，會產生損耗，這個損耗即為開通損耗。以此類比，可以得出關斷損耗產生的原因，這里不再贅述。開關損耗另一個意思是指在開關電源中，對大的MOS管進行開關操作時，需要對寄生電容充放電，這樣也會引起損耗。

?

MOS設計選型的幾個基本原則

1 電壓應力

在電源電路應用中，往往首先考慮漏源電壓 VDS 的選擇。在此上的基本原則為 MOSFET 實際工作環(huán)境中的最大峰值漏源極間的電壓不大于器件規(guī)格書中標稱漏源擊穿電壓的 90% 。即：

VDS_peak ≤ 90% * V(BR)DSS

注：一般地， V(BR)DSS 具有正溫度系數。故應取設備最低工作溫度條件下之 V(BR)DSS值作為參考。

2 漏極電流

其次考慮漏極電流的選擇。基本原則為 MOSFET 實際工作環(huán)境中的最大周期漏極電流不大于規(guī)格書中標稱最大漏源電流的 90% ；漏極脈沖電流峰值不大于規(guī)格書中標稱漏極脈沖電流峰值的 90% 即：

ID_max ≤ 90% * ID

ID_pulse ≤ 90% * IDP

注：一般地， ID_max 及 ID_pulse 具有負溫度系數，故應取器件在最大結溫條件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作為參考。器件此參數的選擇是極為不確定的—主要是受工作環(huán)境，散熱技術，器件其它參數（如導通電阻，熱阻等）等相互制約影響所致。最終的判定依據是結點溫度（即如下第六條之“耗散功率約束”）。根據經驗，在實際應用中規(guī)格書目中之 ID 會比實際最大工作電流大數倍，這是因為散耗功率及溫升之限制約束。在初選計算時期還須根據下面第六條的散耗功率約束不斷調整此參數。建議初選于 3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。

3 驅動要求

MOSFEF 的驅動要求由其柵極總充電電量（ Qg ）參數決定。在滿足其它參數要求的情況下，盡量選擇 Qg 小者以便驅動電路的設計。驅動電壓選擇在保證遠離最大柵源電壓（ VGSS ）前提下使 Ron 盡量小的電壓值（一般使用器件規(guī)格書中的建議值）

4 損耗及散熱

小的 Ron 值有利于減小導通期間損耗，小的 Rth 值可減小溫度差（同樣耗散功率條件下），故有利于散熱。

5 損耗功率初算

MOSFET 損耗計算主要包含如下 8 個部分：

PD = Pon + Poff + Poff_on + Pon_off + Pds + Pgs+Pd_f+Pd_recover

詳細計算公式應根據具體電路及工作條件而定。例如在同步整流的應用場合，還要考慮體內二極管正向導通期間的損耗和轉向截止時的反向恢復損耗。損耗計算可參考下文的“MOS管損耗的8個組成部分”部分。

6 耗散功率約束

器件穩(wěn)態(tài)損耗功率 PD,max 應以器件最大工作結溫度限制作為考量依據。如能夠預先知道器件工作環(huán)境溫度，則可以按如下方法估算出最大的耗散功率：

PD,max ≤ （ Tj,max - Tamb ） / Rθj-a

其中 Rθj-a 是器件結點到其工作環(huán)境之間的總熱阻 , 包括 Rθjuntion-case,Rθcase-sink,Rθsink-ambiance 等。如其間還有絕緣材料還須將其熱阻考慮進去。

MOS管損耗的8個組成部分

在器件設計選擇過程中需要對 MOSFET 的工作過程損耗進行先期計算（所謂先期計算是指在沒能夠測試各工作波形的情況下，利用器件規(guī)格書提供的參數及工作電路的計算值和預計波形，套用公式進行理論上的近似計算）。

1 導通損耗Pon

導通損耗,指在 MOSFET 完全開啟后負載電流（即漏源電流） IDS(on)(t) 在導通電阻 RDS(on) 上產生之壓降造成的損耗。

?

導通損耗計算：

先通過計算得到 IDS(on)(t) 函數表達式并算出其有效值 IDS(on)rms ，再通過如下電阻損耗計算式計算：

Pon=IDS(on)rms2 × RDS(on) × K × Don

說明：

計算 IDS(on)rms 時使用的時期僅是導通時間 Ton ，而不是整個工作周期 Ts ；RDS(on)會隨 IDS(on)(t) 值和器件結點溫度不同而有所不同，此時的原則是根據規(guī)格書查找盡量靠近預計工作條件下的 RDS(on) 值（即乘以規(guī)格書提供的一個溫度系數 K ）。

2 截止損耗Poff

截止損耗，指在 MOSFET 完全截止后在漏源電壓 VDS(off) 應力下產生的漏電流 IDSS 造成的損耗。

?

截止損耗計算：

先通過計算得到 MOSFET 截止時所承受的漏源電壓 VDS(off) ，在查找器件規(guī)格書提供之 IDSS ，再通過如下公式計算：

Poff=VDS(off) × IDSS ×（ 1-Don ）

說明：

IDSS 會依 VDS(off) 變化而變化，而規(guī)格書提供的此值是在一近似 V(BR)DSS 條件下的參數。如計算得到的漏源電壓 VDS(off) 很大以至接近 V(BR)DSS 則可直接引用此值，如很小，則可取零值，即忽略此項。

3 開啟過程損耗

開啟過程損耗，指在 MOSFET 開啟過程中逐漸下降的漏源電壓 VDS(off_on)(t) 與逐漸上升的負載電流（即漏源電流） IDS(off_on)(t) 交叉重疊部分造成的損耗。

開啟過程損耗計算：

開啟過程 VDS(off_on)(t) 與 IDS(off_on)(t) 交叉波形如上圖所示。首先須計算或預計得到開啟時刻前之 VDS(off_end) 、開啟完成后的 IDS(on_beginning) 即圖示之 Ip1 ，以及 VDS(off_on)(t) 與 IDS(off_on)(t) 重疊時間 Tx 。然后再通過如下公式計算：

Poff_on= fs ×∫ Tx VDS(off_on)(t) × ID(off_on)(t) × dt

實際計算中主要有兩種假設 — 圖 (A) 那種假設認為 VDS(off_on)(t) 的開始下降與 ID(off_on)(t) 的逐漸上升同時發(fā)生；圖 (B) 那種假設認為 VDS(off_on)(t) 的下降是從 ID(off_on)(t) 上升到最大值后才開始。圖 (C) 是 FLYBACK 架構路中一 MOSFET 實際測試到的波形，其更接近于 (A) 類假設。針對這兩種假設延伸出兩種計算公式：

(A) 類假設 Poff_on=1/6 × VDS(off_end) × Ip1 × tr × fs

(B) 類假設 Poff_on=1/2 × VDS(off_end) × Ip1 × (td(on)+tr) × fs

(B) 類假設可作為最惡劣模式的計算值。

說明：

圖 (C) 的實際測試到波形可以看到開啟完成后的 IDS(on_beginning)>>Ip1 （電源使用中 Ip1 參數往往是激磁電流的 初始值）。疊加的電流波峰確切數值我們難以預計得到，其 跟電路架構和器件參數有關。例如 FLYBACK 中 實際電流應 是 Itotal=Idp1+Ia+Ib (Ia 為次級端整流二極管的反向恢 復電流感應回初極的電流值 -- 即乘以匝比， Ib 為變壓器 初級側繞組層間寄生電容在 MOSFET 開關開通瞬間釋放的 電流 ) 。這個難以預計的數值也是造成此部分計算誤差的 主要原因之一。

4 關斷過程損耗

關斷過程損耗。指在 MOSFET 關斷過程中 逐漸上升的漏源電壓 VDS(on_off) (t) 與逐漸 下降的漏源電流 IDS(on_off)(t) 的交叉重 疊部分造成的損耗。

?

關斷過程損耗計算：

如上圖所示，此部分損耗計算原理及方法跟 Poff_on 類似。首先須計算或預計得到關斷完成后之漏源電壓 VDS(off_beginning) 、關斷時刻前的負載電流 IDS(on_end) 即圖示之 Ip2 以及 VDS(on_off) (t) 與 IDS(on_off)(t) 重疊時間 Tx 。然后再通過 如下公式計算：

Poff_on= fs ×∫ Tx VDS(on_off) (t) × IDS(on_off)(t) × dt

實際計算中，針對這兩種假設延伸出兩個計算公式：

(A) 類假設 Poff_on=1/6 × VDS(off_beginning) × Ip2 × tf × fs ?

(B) 類假設 Poff_on=1/2 × VDS(off_beginning) × Ip2 × (td(off)+tf) × fs

(B) 類假設可作為最惡劣模式的計算值。

說明：

IDS(on_end) =Ip2 ，電源使用中這一參數往往是激磁電流 的末端值。因漏感等因素， MOSFET 在關斷完成后之 VDS(off_beginning) 往往都有一個很大的電壓尖峰 Vspike 疊加其 上，此值可大致按經驗估算。

5 驅動損耗Pgs

驅動損耗，指柵極接受驅動電源進行驅動造成之損耗

驅動損耗的計算

確定驅動電源電壓 Vgs 后，可通過如下公式進行計算：

Pgs= Vgs × Qg × fs

說明

Qg 為總驅動電量，可通過器件規(guī)格書查找得到。

6 Coss電容的泄放損耗Pds

Coss電容的泄放損耗,指MOS輸出電容 Coss 截止期間儲蓄的電場能于導同期間在漏源極上的泄放損耗。

Coss電容的泄放損耗計算

首先須計算或預計得到開啟時刻前之 VDS ，再通過如下公式進行計算：

Pds=1/2 × VDS(off_end)2 × Coss × fs

說明

Coss 為 MOSFET 輸出電容，一般可等于 Cds ，此值可通過器件規(guī)格書查找得到。

7 體內寄生二極管正向導通損耗Pd_f

體內寄生二極管正向導通損耗,指MOS體內寄生二極管在承載正向電流時因正向壓降造成的損耗。

體內寄生二極管正向導通損耗計算

在一些利用體內寄生二極管進行載流的應用中（例如同步整流），需要對此部分之損耗進行計算。公式如下：

Pd_f = IF × VDF × tx × fs

其中：IF 為二極管承載的電流量， VDF 為二極管正向導通壓降， tx 為一周期內二極管承載電流的時間。

說明

會因器件結溫及承載的電流大小不同而不同。可根據實際應用環(huán)境在其規(guī)格書上查找到盡量接近之數值。

8 體內寄生二極管反向恢復損耗Pd_recover

體內寄生二極管反向恢復損耗，指MOS體內寄生二極管在承載正向電流后因反向壓致使的反向恢復造成的損耗。

體內寄生二極管反向恢復損耗計算

這一損耗原理及計算方法與普通二極管的反向恢復損耗一樣。公式如下：

Pd_recover=VDR × Qrr × fs

其中：VDR 為二極管反向壓降， Qrr 為二極管反向恢復電量，由器件提供之規(guī)格書中查找而得。

減少MOS管損耗的方法

減小開關損耗一方面要盡可能地制造出具有理想開關特性的器件,另一方面利用新的線路技術改變器件開關時期的波形,如:晶體管緩沖電路,諧振電路,和軟開關技術等。

(1)晶體管緩沖電路(即加吸收網絡技術)

早期電源多采用此線路技術。采用此電路, 功率損耗雖有所減小,但仍不是很理想。①減少導通損耗在變壓器次級線圈后面加飽和電感, 加反向恢復時間快的二極管,利用飽和電感阻礙電流變化的特性, 限制電流上升的速率,使電流與電壓的波形盡可能小地重疊。②減少截止損耗加R 、C 吸收網絡, 推遲變壓器反激電壓發(fā)生時間, 最好在電流為0時產生反激電壓,此時功率損耗為0。該電路利用電容上電壓不能突變的特性,推遲反激電壓發(fā)生時間。為了增加可靠性,也可在功率管上加R 、C 。但是此電路有明顯缺點:因為電阻的存在,導致吸收網絡有損耗 。

(2)諧振電路

該電路只改變開關瞬間電流波形,不改變導通時電流波形。只要選擇好合適的L 、C ,結合二極管結電容和變壓器漏感, 就能保證電壓為0時,開關管導通或截止。因此, 采用諧振技術可使開關損耗很小。所以, SWITCHTEC 電源開關頻率可以做到術結構380kHz的高頻率。

(3)軟開關技術

該電路是在全橋逆變電路中加入電容和二極管。二極管在開關管導通時起鉗位作用, 并構成瀉放回路, 瀉放電流。電容在反激電壓作用下, 電容被充電, 電壓不能突然增加, 當電壓比較大的時侯, 電流已經為0。

編輯：黃飛

?