抽頭式電感器提高離線降壓轉(zhuǎn)換器的性能

抽頭式電感器提高離線降壓轉(zhuǎn)換器的性能

單的降壓轉(zhuǎn)換器對于低功率電源非常有用，且性價比高，適用于輸入至輸出隔離非必需的應(yīng)用。而在離線主電源中，由于轉(zhuǎn)換器輸出電壓較低，輸入至輸出電壓差過高，增加了降壓轉(zhuǎn)換器中的峰值-平均電流比，導(dǎo)致電源元件工作的占空比極低，并通常會降低能效和電路性能。本文介紹一種解決方案，即利用抽頭式降壓輸出扼流圈來解決這些問題。

降壓轉(zhuǎn)換器工作
圖1所示為300mA、12V輸出電壓(功率3.6W)的傳統(tǒng)離線降壓轉(zhuǎn)換器。該轉(zhuǎn)換器采用了安森美半導(dǎo)體的集成MOSFET的NCP1014單片電流模式控制器，使電路最簡潔；當(dāng)然，也可以采用分立控制器NCP1216和一個獨立的MOSFET來配置。穩(wěn)壓和反饋由齊納二極管Z1、相關(guān)電阻R2和R3及光耦合器U2所構(gòu)成的簡單網(wǎng)絡(luò)來達(dá)成。需要光耦合器是因為NCP1014控制器的接地位于開關(guān)節(jié)點，而光反饋是克服相關(guān)的dV/dt和其他類型分立反饋和/或電壓偏置電路相關(guān)高壓問題的最簡單、最經(jīng)濟(jì)方法。這個電路圖還包括一個簡單的傳導(dǎo)型電磁干擾(EMI)濾波器，含C1、C2、L1和C3構(gòu)成的π網(wǎng)絡(luò)。

圖1離線降壓轉(zhuǎn)換器帶傳統(tǒng)電感

如同典型的降壓工作，大電容C3兩端的離線電壓為U1的內(nèi)部MOSFET漏極(引腳3)提供直流電平，MOSFET的源極(引腳4)會控制直流電平的開和關(guān)，并提供給由電感L2和電容C4組成的濾波器。這個由電感L2和電容C4組成的L/C輸出濾波器通過由Z1/U2組成的電壓感測/反饋電路和U1中的脈寬調(diào)制(PWM)，將開關(guān)矩陣波形均化為C4所需的直流輸出電壓。當(dāng)U1中的MOSFET處于關(guān)斷狀態(tài)時，續(xù)流二極管D5為L2續(xù)流。

降壓轉(zhuǎn)換器的直流輸出電壓由Vout=D×Vin所確定。其中，D是L2輸入提供的矩形波的占空比(MOSFET導(dǎo)通時間除以總開關(guān)周期T)；Vin是提供給降壓開關(guān)電路的直流電壓。對于120Vac額定輸入和12Vac輸出而言，我們能夠輕松地計算出內(nèi)部MOSFET開關(guān)的所需占空比D。

D=Vout/(Vinac×1.4)=12/(120×1.4)=0.07
對100kHz的開關(guān)頻率(T=10μs)而言，這個占空比非常小，相當(dāng)于0.07×10μS=0.7μS的導(dǎo)通時間。這樣短的導(dǎo)通時間實際上不比控制器的內(nèi)部傳播延遲長多少，并沒給因負(fù)載改變的脈寬動態(tài)范圍多少余量，且當(dāng)負(fù)載電壓降至使L2電流不連續(xù)時，自然會導(dǎo)致子開關(guān)(sub-switching)進(jìn)入頻率脈沖跳周期工作模式。這個模式工作也許可行，只要電源的輸出紋波不是太高和/或電感中沒有可聽噪聲。

在低占空比模式下，還需要提高主輸出扼流圈L2的電感，以避免在最低額定輸出負(fù)載時出現(xiàn)非連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM) 。電感設(shè)計也與MOSFET的峰值-平均電流比有關(guān)。流經(jīng)內(nèi)部MOSFET U1的峰值電流是輸出負(fù)載電流和L2的磁化電流之和。在額定線路條件(C3上165Vdc)下，開關(guān)周期末期的峰值磁化電流由E=L×dI/dt這個關(guān)系等式所確定。整理這個等式可得到：dI=(E×dt)/L。本例中的磁化電流就為：
dI=[(Vindc-Vout)×dt]/L=[(165-12)×0.7]/750μH=0.143A
峰值MOSFET電流將是：300mA(最大負(fù)載電流)+143mA=443mA
假定沒有容限變化，NCP1014的額定規(guī)定過流脫扣(overcurrent trip)電平是450mA。因此，這里的問題就是我們怎樣才能避免上述低占空比問題，并能使用相同的半導(dǎo)體器件，做最少的電路變更而從這個降壓轉(zhuǎn)換器獲得盡可能大的輸出電流。

解決方案

圖2  離線降壓穩(wěn)壓器采用抽頭式電感和電流升流輸出

只要做出修改，便能解決與低占空比相關(guān)的問題。從圖2所示的抽頭式電感降壓轉(zhuǎn)換器電路圖可見，它還能提供更大的輸出電流。從輸出端將電感抽頭在25%并在這個節(jié)點連接續(xù)流二極管，我們可將MOSFET新的占空比提高至接近D’=0.24或2.4μs，而輸出電流可增加大約3倍至近1A。擴(kuò)展后的占空比D’和峰值電流升流效應(yīng)Iboost之間的關(guān)系如下。

D’=(N+1)/[N+(Vindc/Vout)]
其中，N是抽頭任意端兩個繞組的匝數(shù)比。在本例中，左端或抽頭輸入端的繞組擁有3倍于輸出或抽頭續(xù)流端繞組的匝數(shù)。峰值電流升流能力由下面的公式確定。

Iboost=(N+1)/[(N×Vout/Vindc)+1]
直流電壓輸出至輸出轉(zhuǎn)換等式這時候變?yōu)椋?br>Vout=Vindc/{[(N+1)/D]-N}

這種解決方案的可行性
電感中的電流必須連續(xù)的這種說法是不正確的。事實上，電感的電流I與匝數(shù)N的乘積卻是必須連續(xù)的，也就是說，NI的值在整個開關(guān)周期T內(nèi)都必須保持恒定。在抽頭式電感中，MOSFET導(dǎo)通時的N為全部的電感匝數(shù)。但是，當(dāng)MOSFET關(guān)斷時，繞組輸出端的電流必須迅速增加至峰值電平，即導(dǎo)通電流的4倍，因為輸出或續(xù)流二極管的匝數(shù)只是整個繞組匝數(shù)的1/4。這個轉(zhuǎn)變的典型電流波形如圖3所示。圖中，MOSFET導(dǎo)通A段為電壓在整個電感上的磁化斜坡。當(dāng)開關(guān)關(guān)斷時，B段中出現(xiàn)電流中斷，電流在此處躍升至由峰值電流。電流上升-下降斜線C由輸出電壓和MOSFET關(guān)斷時續(xù)流二極管上的壓降所確定，并可由這個關(guān)系等式表示：dI=(E×dt)/L。需要注意的是，L是全通態(tài)繞組電感的1/16，因為電感與N的平方成正比。由于電感會調(diào)整經(jīng)過它的電流波形，續(xù)流繞組在關(guān)閉時間的波形區(qū)域大于導(dǎo)通時間電流波形的區(qū)域，因此平均輸出電流會更高。

圖3 抽頭式電感的電流波形

局限及實際考慮
當(dāng)輸入至輸出電壓差減少時，升流的好處將會消失。再從另一角度看電流升流關(guān)系，由Iboost=(N+1)/[(N×Vout/Vindc)]+1可知，當(dāng)輸出電壓Vout接近輸入電壓Vin時，分母變成N+1，整個算式的值減小。在輸入電壓極高時，這個算式的值接近N+1，因而在某個合適的點對電感進(jìn)行抽頭，就能夠有效地將輸出電流升流。這個關(guān)系等式說明了峰值電流升流效應(yīng)，但由于電感的集成效應(yīng)，實際輸出電流增加會是電流波形的加權(quán)平均。

由于繞組兩段之間泄漏電感的負(fù)面影響，抽頭在電感的位置及如何獲得抽頭節(jié)點也很重要。抽頭應(yīng)使用多線并繞組(multifilar winding)技術(shù)，這種技術(shù)能實現(xiàn)對稱及交錯的繞組，降低泄漏電感。對于圖2中的電感L2來說，線圈應(yīng)當(dāng)采用平面繞組(flat winding)制造(沒有絞合)，四個繞組同時繞(四線并繞組，“四條線并列”)，然后以串行輔助方式連接四個繞組(一個繞組的“結(jié)束”順接下一個繞組的“開始”)。第三段至第四段的連接成為續(xù)流二極管的抽頭。這種繞組技術(shù)確保所有繞組具有對稱的磁通量“沉浸”，而泄漏電感極小。對于較低輸入電壓而言，繞組配置可以采用雙線繞組來實現(xiàn)，這時(電感)僅有兩個繞組，抽頭位于中間點，而兩個繞組在這個中間點以串聯(lián)相加形式連接。在這種情況下，上述關(guān)系等式中的N變?yōu)?，因為繞組擁有相等的匝數(shù)。一個好方法是選擇一種將擴(kuò)展的占空比D’置于0.2和0.5之間某處的配置。如果使用傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器，D大于0.25，那么抽頭式電感方法將可能沒有好處。實踐顯示，對電感進(jìn)行抽頭使得N等于1、2或3(取決于輸入至輸出電壓比)時常將會有滿意的結(jié)果。

抽頭式電感的另一個后果是U1中開關(guān)MOSFET的源極上額外的負(fù)電壓偏移，因為這時續(xù)流二極管無法直接將這個電壓鉗位至低于輸出共軌的二極管壓降。MOSFET上的額外負(fù)電壓將是降壓輸出電壓加上二極管壓降，再乘以續(xù)流繞組的全部電感繞組的匝數(shù)比所得。采用上述多線線圈繞組技術(shù)，這個尖峰應(yīng)當(dāng)可以最小化；但視乎MOSFET的額定電壓，在開關(guān)節(jié)點至輸出共軌間可增加一個小型電阻/電容(R/C)緩沖器(R4及C8)，能夠消除尖峰。假定通用主電源在高壓(270Vac)輸入，MOSFET上的峰值電壓將是在500V左右，在NCP1014的700V額定值以下。

另外一個受抽頭式電感影響的問題是輸出電容C4的額定紋波電流。MOSFET關(guān)閉時，電感電流中突兀的電流步幅將被電容感測到，而這個電流步幅的均方根(RMS)值將接近峰-峰值電流步幅的一半，顯著高于常規(guī)降壓輸出電容通常所經(jīng)受的“良性”三角電流。視乎電容等效串聯(lián)電阻(ESR)，可能需要使用多個并行輸出電容，不僅是要處理增加的紋波電流，還要控制在電容ESR的峰-峰值電壓紋波。對于要求極低輸出紋波的應(yīng)用而言，可能需要使用兩段式“π”網(wǎng)絡(luò)輸出濾波器，以及增加一個4.7μH小片電感及另一個跟隨它的輸出電容。