固態(tài)USB開關及其它過流保護器件的浪涌測試

固態(tài)USB開關及其它過流保護器件的浪涌測試

摘要：固態(tài)過流保護IC，比如USB和卡槽的電源開關，提供了一種簡單、可靠的引腳保護方法，在生產(chǎn)測試或用戶使用不當發(fā)生過載或短路時提供有效的系統(tǒng)保護。這些器件的保護能力并非沒有限制，本文主要討論了這些限制因素。

概述

對于1.2A限流，通常認為在發(fā)生故障或短路時電路保護IC會保持在完全受控狀態(tài)。而實際情況是，在達到限流條件后通常需要一個延時才能真正關閉開關。發(fā)生硬件短路時，電流迅速上升，首先會達到直流限制條件并開始關閉開關(直流限制可以非常精確，但反應速度較慢，較慢的反應速度可以避免浪涌和其它偽故障事件造成開關閉合)。雖然開關會在短時間內(nèi)斷開，但此時峰值電流可能已經(jīng)遠遠高于直流門限。引線寄生電感較低時，電流可能上升更快。請參考圖1。

通過電阻限制電流

我們采用具有較低引線電感的MAX1558 USB開關，發(fā)生硬件短路時，通過芯片內(nèi)部保護開關實現(xiàn)電流限制。當保護電路最終斷開開關時，可以測量到峰值電流(I)，這個過程如圖2所示。峰值電流流過輸入端的寄生電感(LSTRAY)，將儲存以下能量(E)：

E = ? × LSTRAY × I2

斷路器或保護開關斷開后，能量會消耗到哪里呢?


圖1. 該電路表明了硬件短路時的電流路徑以及寄生電感驅(qū)動下的電流路徑


詳細圖片(PDF, 732kB)
圖2. 波形顯示了具有10μF CBYPASS情況下的短路響應，從VIN波形可以看出：由于電流變化使得輸入電壓上沖到了8.6V。

從圖2可以看出：輸入電流(IIN)很快上升到48.8A，然后被限制。開關斷開時，可以測量到電流下降的速率，當IIN以20A/μs下降時，VIN將上沖到8.6V (VMAX)，可以根據(jù)下式計算電路電感：

(VMAX - VIN) = di/dt × LSTRAY

當VMAX - VIN = 3.6V，di/dt = 20A/μs時，LSTRAY = 180nH。

所以，根據(jù)E = ? × LSTRAY × I2，故障結(jié)束時有214μJ的能量存儲在LSTRAY中。需要利用旁路電容吸收這部分能量并限制電壓的上升。如果選擇10μF輸入電容，初始電壓為5V，初始儲能為：

? × C × V2 = E

現(xiàn)在，假設所有存儲在LSTRAY中的能量最終都轉(zhuǎn)移到輸入電容CBYPASS上，那么：

初始能量 + 寄生能量 = 最終能量
125μJ + 214μJ = 339μJ

339μJ是輸入電容的最終能量，根據(jù)：

? × C × V2 = E

或：

? × 10μF × V2 = 339μJ

求解V，得到：V = 8.23V。這與圖2中的8.6V測量值非常接近。

如果輸入旁路電容只有0.1μF，輸入電壓將上升到具有破壞性的電壓值。按照0.1μF重新計算：

初始能量 + 寄生能量 = 最終能量
1.25μJ + 214μJ = 215μJ

并且：

? × 0.1μF × V2 = 215μJ

求解V，得到：V = 65.6V！

顯然，這個過程將損壞額定電壓只有5.5V的器件。對于這種情況下的硬件短路波形如圖3所示，注意輸出也會上沖到9.8V，這是由于短路后才會斷開開關，它也取決于本次測試時的快速di/dt變化。通常di/dt由功率器件的關斷特性決定。對于USB口，電路取決于終端用戶—存在任何可能性，但在掌控之內(nèi)。引起這樣極端的快速關斷的原因可能是由于電纜斷裂、連接器發(fā)生問題，或連接過程中的機械故障，如本例所示。


詳細圖片(PDF, 676kB)
圖3. 從波形可以看出，若輸入電容只有0.1μF，輸入電壓會上沖到一個潛在的破壞性高壓。

當然電壓不會上沖到66V理論計算值，這是因為芯片內(nèi)部集成了齊納保護管，可以鉗制電壓的上升，并可能由于吸收能量而被損壞。發(fā)生過壓的過程中，額外的能量被硅片吸收。下面的圖4是圖3的時間展開圖。


詳細圖片(PDF, 644kB)
圖4. 圖3的時間展開圖，注意到開關關斷期間較高的di/dt變化率，部分存儲能量已經(jīng)送至輸出端！這將損壞USB開關。

從圖4可以看出，對于相同電路，較大的輸入旁路電容可以更好地應對硬件短路造成的寄生能量，從而提供額外保護。通常，帶有地層的印刷電路板(PCB)比測試當中的引線或?qū)嶒炇抑衅渌B接具有更小的寄生電感。在實驗室做測試時，降低連接線和測試設備的寄生電感非常困難。

輸入電感限制峰值電流

圖5所示，即使存在高達1.3μH的輸入引線電感，如果使用10μF的旁路電容，器件仍然可以免于損壞。


MAX1558-MAX1558H中文資料(PDF, 692kB)
圖5. 此波形顯示了輸入長引線產(chǎn)生的寄生電感較大(1.3μH)時的情況，同樣使用10μF輸入旁路電容。注意：輸入電流的上升和下降比較緩慢。當輸入電壓超過8V時，器件也會發(fā)生齊納擊穿，電流被泄漏到輸出端(可以由波形圖中的IOUT看出)，但開關不會損壞。

從圖5可以看出，較大的電感減緩了輸入電流的上升、下降速度。這一點很重要，電感較大時電流的變化速率大大降低。因為存儲在電感內(nèi)部的能量與電流平方成正比，與電感成正比關系，較高的峰值電流會存儲更多的能量。存儲在1.3μH電感的能量僅為419μJ：

125μJ + 419μJ = 544μJ

并且

? × 10μF × V2 = 544μJ

由上式求解V，得到：V = 10.43V。

雖然器件在這硬件短路時幸免于難，但仍推薦選用一個更大的輸入旁路電容，以限制最大電壓，使其低于數(shù)據(jù)資料中規(guī)定的極限參數(shù)。

結(jié)論

如果設計中沒有考慮存儲在寄生電感中能量，USB器件可能由于過壓而造成損壞。圖5所示，輸入電感可以是峰值電流的限制因素，從圖2可以看出電阻也可以限制電流。如果電流被限制在導致器件損壞的電平以下，較低的電感有助于改善電路的安全工作。如果電流沒有得到應有的限制，能量在低電感情況下釋放可能迅速達到破壞性水平。需要特別注意避免這種情況的發(fā)生。圖2所示電路中，電流由0.1Ω電阻限制。雖然減小電感后會使電流的上升速度提高，如果采取適當?shù)南蘖鞔胧?，較小的電感有助于降低儲能。

大多數(shù)PCB設計在保護開關以及輸入輸出路徑下方都有一個地層，電感通常遠遠低于180nH。對于下方有地層的1/16英寸寬的PCB走線，每英寸長度大約會產(chǎn)生10nH電感。應根據(jù)具體應用環(huán)境，確定所需要的輸入旁路電容。從電感的測量、分析結(jié)果看，可能需要更大的旁路電容來保證系統(tǒng)的可靠性，當然，也有可能允許降低輸入旁路電容。