高頻串聯(lián)逆變器諧振極電容緩沖電路的研究

高頻串聯(lián)逆變器諧振極電容緩沖電路的研究

摘要：探討了一種適合MHz級(jí)高頻逆變器的無(wú)損諧振極電容緩沖器。詳細(xì)分析了逆變器的換流過(guò)程，研究了不同諧振極電容值對(duì)器件關(guān)斷損耗和總體損耗的影響，給出了設(shè)計(jì)方法。仿真和實(shí)驗(yàn)波形證明了理論分析的正確性。

關(guān)鍵詞：高頻逆變器；電容緩沖電路；換流過(guò)程；無(wú)損

1??? 引言

??? 隨著快速開(kāi)關(guān)器件(如功率MOSFET)的出現(xiàn)，使高頻感應(yīng)加熱電源的實(shí)現(xiàn)成為可能。串聯(lián)諧振逆變器是實(shí)現(xiàn)高頻感應(yīng)加熱電源最常見(jiàn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。然而,若使其工作在頻率高于1MHz的情況下，為更好地限制di/dt和du/dt，減少器件的開(kāi)關(guān)損耗，需對(duì)逆變器的緩沖電路提出更高的要求。

??? 常規(guī)的緩沖器，如RCD緩沖電路，采用電阻來(lái)放電，隨著開(kāi)關(guān)頻率的提高，消耗在緩沖器上的能量也隨之增加，大大降低了整個(gè)逆變系統(tǒng)的效率。而在MOSFET漏源間直接并聯(lián)一個(gè)無(wú)損緩沖電容可以有效地降低開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷損耗，將常規(guī)緩沖器中電阻消耗的能量反饋給負(fù)載或電源，更適合用于高頻逆變器場(chǎng)合。文獻(xiàn)[1][4]已在這方面進(jìn)行了理論分析和推導(dǎo)。在此基礎(chǔ)上，本文對(duì)在頻率高達(dá)MHz級(jí)情況下含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)諧振逆變器特性和參數(shù)設(shè)計(jì)作了進(jìn)一步探討，并進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2??? 含有諧振極電容緩沖器的逆變器換流過(guò)程分析

??? 圖1為簡(jiǎn)化的含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)諧振逆變器主拓?fù)潆娐贰Ｔ谒膫€(gè)橋臂上的開(kāi)關(guān)器件MOSFET漏源兩端分別并聯(lián)了一個(gè)無(wú)損電容器，其中C₁=C₂=C₃=C₄=C。在感性負(fù)載條件下,開(kāi)關(guān)頻率f應(yīng)略高于諧振頻率f_r，輸出電流i_o的相位滯后于輸出電壓U_o。具體工作過(guò)程如圖2所示。

圖1??? 簡(jiǎn)化的含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)逆變器主拓?fù)潆娐?/font>

(a)??? 換向前??????????? (b)??? 換向中

(c)換向后??????????? (d)負(fù)載電流改變方向后

圖2??? 含有諧振極電容的串聯(lián)諧振逆變器的換流過(guò)程

??? 狀態(tài)0??? 換向前，S₁及S₄導(dǎo)通，負(fù)載電流方向?yàn)?I>i_o>0；此時(shí)電容C₁及C₄上的電壓為零。C₂及C₃上的電壓為U_dc，如圖4(a)所示。

??? 狀態(tài)1??? S₁及S₄關(guān)斷，開(kāi)始換向，負(fù)載電流以i_o/2向C₁及C₄充電，通過(guò)C₂及C₃放電，如圖4(b)所示。

??? 狀態(tài)2??? 在換向過(guò)程中，待C₁及C₄上的電壓達(dá)到U_dc，C₂及C₃上的電壓下降為零，而負(fù)載電流仍未過(guò)零，則會(huì)通過(guò)內(nèi)部反并聯(lián)二極管D₂及D₃續(xù)流，如圖4(c)所示。

??? 狀態(tài)3??? 負(fù)載電流i_o過(guò)零后，S₂及S₃導(dǎo)通，如圖4(d)所示。

??? 上述為上半個(gè)周期工作過(guò)程，下半個(gè)周期工作過(guò)程與上半個(gè)周期相似，在此從略。

3??? 諧振極電容緩沖器的設(shè)計(jì)方法

??? 對(duì)含有諧振極電容的串聯(lián)諧振逆變器，在工作過(guò)程中，如果緩沖電容尚未放電結(jié)束就觸通同橋臂的MOSFET器件(非零壓開(kāi)通)，電容放電電流將直接流入開(kāi)關(guān)管，不僅會(huì)造成巨大的開(kāi)通損耗，而且開(kāi)關(guān)管也易因過(guò)流而損壞。當(dāng)f_s>1MHz時(shí)，更增加了非零壓開(kāi)通的危險(xiǎn)性。

??? 設(shè)計(jì)中，關(guān)鍵是如何確定電容C和關(guān)斷角β₀的數(shù)值。一個(gè)較大的C值，會(huì)減少關(guān)斷損耗，但同時(shí)會(huì)使通態(tài)損耗增加；β₀越小，功率因數(shù)就越高，但過(guò)小的β₀又將引起開(kāi)關(guān)管的非零電壓開(kāi)通。所以，在選擇C和β₀時(shí)，需在保證零電壓開(kāi)通的前提下，取得盡可能小的關(guān)斷損耗。以下分析中均假定負(fù)載的品質(zhì)因數(shù)很高，且負(fù)載電流為正弦波。

??? 串聯(lián)諧振逆變器的輸出電流i_o和開(kāi)關(guān)管漏源極間電壓u_DS波形如圖3所示。假定i_o在ω t=0時(shí)刻改變方向，i_o的幅值為I_o，則i_o可表示為

??? i_o=I_osinωt??? （1）

圖3??? 串聯(lián)諧振逆變器輸出電流和開(kāi)關(guān)電壓波形圖

??? 在t=－t_off時(shí)刻，關(guān)斷S₁及S₄；t=－t_on時(shí)刻，反向二極管D₂及D₃開(kāi)始導(dǎo)通。在(－t_off<t<－t_on)這段換向期間，C₁及C₄用負(fù)載電流i_o的1/2進(jìn)行充電，如圖2(b)。開(kāi)關(guān)管S₁及S₄的開(kāi)關(guān)電壓u_DS可表示為

???? u_DS=(cosωt－cosβ₀)??? （2）

??? 為保證零電壓開(kāi)通，u_DS必須在t=0之前達(dá)到U_dc。圖3中，ωt=－ξ時(shí)，u_DS上升到U_dc。代入式（2）得

??? cosβ₀=cosξ－??? （3）

??? 式（3）中C，β₀，ω，ξ均未知，確定它們的數(shù)值非常困難，以下我們先討論如何選擇C值。

??? 在MOSFET可靠關(guān)斷，u_DS上升到U_dc的瞬間，負(fù)載電流i_o恰巧下降到零(ω t=0)。設(shè)此時(shí)C=C_n，則近似有

??? C_n=??? （4）

式中：t_s為電流下降時(shí)間。

??? 在零電壓開(kāi)通情況下，開(kāi)通損耗接近為零，關(guān)斷損耗總是存在的，開(kāi)關(guān)管兩端并聯(lián)的諧振極電容實(shí)際上相當(dāng)于一個(gè)關(guān)斷緩沖網(wǎng)絡(luò)。C越大，關(guān)斷損耗就越小，同時(shí)也將導(dǎo)致低功率因數(shù)，增加無(wú)功功率。通常，在C=0.45C_n附近，總體損耗達(dá)到最小^[2]。另外，在MHz級(jí)的高頻情況下，器件的輸出電容C_oss已不容忽視。所以，可參考式（5）來(lái)選取C值。

??? C=0.45C_n－C_oss??? （5）

??? C值一旦確定，據(jù)式(3)即可通過(guò)選取恰當(dāng)?shù)?I>ξ來(lái)確定β₀。如果輸出功率恒定，ξ值偏大會(huì)導(dǎo)致較大的負(fù)載電流，增加了無(wú)功功率，所以，ξ必須選得盡可能小，假定ξ=0。串聯(lián)諧振逆變器中，開(kāi)關(guān)頻率ω應(yīng)略大于負(fù)載諧振頻率ω_r，使其工作于感性狀態(tài)下。又考慮到開(kāi)關(guān)頻率，負(fù)載電流等物理量在實(shí)際運(yùn)行中都會(huì)隨著負(fù)載溫度的變化而改變，從而可能使逆變器偏離最佳工作點(diǎn)，β₀的選取應(yīng)留有一定的裕度。設(shè)計(jì)中可參考式（6）來(lái)確定β₀

??? β₀=cos^－1??? （6）

式中：K應(yīng)根據(jù)實(shí)際線(xiàn)路中ω，I_o，U_dc的變化范圍來(lái)確定，一般取略大于1。

??? 根據(jù)上述所選擇的C和β₀值，下面討論帶有串聯(lián)諧振負(fù)載的串聯(lián)諧振逆變器中其它參數(shù)，如感性角φ，開(kāi)關(guān)頻率ω，觸發(fā)脈沖的脈寬t_pw的設(shè)計(jì)方法。

??? 由圖3不難推出直流電流I_d的表達(dá)式為^[1]

??? I_d=I_osinωtdωt=(cosξ＋cosβ₀)（7）

輸出功率

??? P_o=U_dcI_d=U_dcI_ocosξ－ωCU_dc²（8）

視在功率??? S=??? （9）

負(fù)載功率因數(shù)

??? PF=≈cosξ－ωCU_dc(10)

又因?yàn)樨?fù)載功率因數(shù)??? PF=cosφ??? (11)

由式（10）和(11)，假定ξ=0可得

??? cosφ=1－=??? (12)

由式（12）即可確定出合理的負(fù)載感性角φ。

又因?yàn)?

??? tanφ=Q??? (13)

式中：Q為品質(zhì)因數(shù)。

??? 由式（13）即可確定開(kāi)關(guān)頻率ω。不難得出在此工作頻率下觸發(fā)脈沖的最佳脈寬為

??? t_pw=－〔t_d(on)＋t_r＋t_d(off)＋t_f〕(14)

式中：t_d(on)，t_r，t_d(off)，t_f為MOSFET的內(nèi)部參數(shù)。

??? 由式(14)可知，脈寬的選擇不僅與β0及T有關(guān)，而且與器件本身的特性也有很大關(guān)系。

4??? 諧振極電容對(duì)器件關(guān)斷損耗和總體損耗的影響

??? 根據(jù)以上分析，當(dāng)逆變器工作在最佳狀態(tài)時(shí)，其開(kāi)通損耗接近為零，也容易推出關(guān)斷過(guò)程中損失的能量為

??? E_off=(15)

輸出功率因數(shù)cosφ為

??? cosφ=1－(16)

由式(15)和(16)可以看出，C值越大，關(guān)斷時(shí)損失的能量E_off越小。但同時(shí)，輸出功率因數(shù)cosφ也降低了，假定輸出功率不變，將引起視在功率的增加，從而導(dǎo)致較大的通態(tài)損耗。

??? 以下用Pspice軟件進(jìn)行仿真分析。開(kāi)關(guān)器件是根據(jù)APT公司生產(chǎn)的功率MOSFET APT10025JVR建立的模型。其最大耐壓1000V，電流34A，C_oss=1360pF，t_d(on)=22ns，t_r=20ns，t_d(off)=145ns，t_f=16ns。所用直流電壓源U_dc=100V，輸出電流的幅值I_o=21A，諧振頻率f_r=1MHz，由式（5）和式（6）計(jì)算出諧振極緩沖電容和關(guān)斷角的參考取值C=3980pF，β₀=34.68°。推出相應(yīng)的φ=24.33°，f=1.058MHz，t_pw=175ns。

??? 諧振極緩沖電容對(duì)減少M(fèi)OSFET關(guān)斷損耗的作用可以從工作波形看出，如圖4所示。

(a)??? C=0

(b)??? C=3980pF

圖4??? 串聯(lián)諧振逆變器中MOSFET關(guān)斷時(shí)刻的仿真波形

圖中：1—開(kāi)關(guān)電壓2—開(kāi)關(guān)電流3—關(guān)斷功率損耗

??? 以下取不同的緩沖電容值，對(duì)器件關(guān)斷功耗和平均損耗的影響作了仿真分析。仿真結(jié)果如表1所列。

表1??? 不同緩沖電容值對(duì)器件關(guān)斷損耗和平均損耗影響對(duì)比表