高效率高可靠性的推挽正激直流變換器

高效率高可靠性的推挽正激直流變換器

推挽正激變換器是低壓大電流輸入場(chǎng)合的理想拓?fù)渲?，但其輸?a target="_blank">整流二極管上由于反向恢復(fù)產(chǎn)生很高的電壓尖峰。這將導(dǎo)致整流二極管選取困難，并影響其使用壽命。研究了一種加無(wú)源無(wú)損緩沖吸收的推挽正激變換器，整流二極管上尖峰電壓小，可靠性高。并給出了該變換器的工作原理和緩沖電容的參數(shù)設(shè)計(jì)，還通過(guò)lkW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)給出了加緩沖吸收電路前后的實(shí)驗(yàn)波形。樣機(jī)取得了高效率和高可靠性。
　　關(guān)鍵詞：緩沖吸收電路；電壓尖峰；推挽正激；直流變換器

O 引言
　　在輸入低壓大電流場(chǎng)合，推挽正激變換器（Push-Pull Forward，PPF）因具有以下3方面的優(yōu)點(diǎn)而得到廣泛應(yīng)用：
(1)輸入濾波器的體積和重最??；
(2)箝位電容無(wú)損耗地抑制了功率管的電壓尖峰；
(3)變壓器磁芯利用率高。
　　在輸出高電壓時(shí)(本文為360V)，變壓器副邊線圈匝數(shù)較多，副邊漏感不可忽略。在整流二極管反向恢復(fù)時(shí)間內(nèi)，整流二極管上存在很高的電壓尖峰，給整流二極管的選取帶來(lái)困難，并降低了整流二極管的可靠性。雖然RC或者RCD緩沖電路可以一定程度上抑制二極管的電壓尖峰，但是電阻上損耗較大。文獻(xiàn)[3]提出了一種簡(jiǎn)單的無(wú)源無(wú)損緩沖吸收電路，可以較好地抑制整流二極管的電壓尖峰。
　　本文將該無(wú)損緩沖吸收電路應(yīng)用于蓄電池供電的推挽正激變換器中，顯著降低了整流二極管的電壓尖峰。制作的原理樣機(jī)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，功率器件工作可靠性高，并且實(shí)現(xiàn)了高的整機(jī)變換效率。

工作原理
　　圖l為加無(wú)損緩沖吸收的PPF電路。Ds1、Ds2分別為開(kāi)關(guān)管S1、S2寄生的反并二極管，變壓器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分別為原、副邊的匝數(shù)，匝比n=Ns/Np，原邊兩個(gè)繞組的勵(lì)磁電感均為L(zhǎng)m，Lo(圖1中未標(biāo)出)為變壓器原邊繞組的漏感．Lo’為
折算到變壓器副邊繞組的漏感，D5、D6、D7、C1、C2構(gòu)成無(wú)損緩沖吸收電路，且C1=C2=Cc。變壓器副邊兩個(gè)繞組的連接點(diǎn)與輸出濾波電容C3和C4的中點(diǎn)相連，輸出電壓為±V0/2。
　　

　　在分析電路原理前，假定：
(1)S1、S2，D1、D2、D3、D4導(dǎo)通壓降忽略不計(jì)；
(2)箝位電容C較大，在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)兩端電壓保持為Vin不變；C3=C4=C0足夠大，將它看作電壓恒定為V0/2的電壓源；L1=L2=L足夠大，將它看作電流為I0的電流源；
(3)開(kāi)關(guān)周期為T(mén)s，S1、S2每個(gè)周期開(kāi)通時(shí)間均為T(mén)on，S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。
　　根據(jù)輸出電感的伏秒積分平衡，可得變換器輸入輸出關(guān)系：V0=4nDVin。
　　圖2為加無(wú)損緩沖吸收的PPF電路工作原理波形圖，一共分為14個(gè)工作模態(tài)。


　　(1)工作模態(tài)l[t0-t1] 如圖3(a)所示，在t0以前，S1和S2都是關(guān)斷的，輸入電流沿回路Vin-Np-C-Np2環(huán)流，環(huán)流為Ia=2nDI0。原、副邊繞組電壓為零，整流二極管同時(shí)導(dǎo)通，iD1=iD2=I0/2。t0時(shí)刻，S1導(dǎo)通，Vin加在原邊漏感Lo上，ip1迅速增加；Vc加在繞組的漏感上，ip2迅速減小并反向增人。同時(shí)，流過(guò)iD1、iD4的電流增大，流過(guò)iD2、iD3的電流減小，此過(guò)程持續(xù)到iD2減小到0并且增大到最大反向恢復(fù)電流時(shí)結(jié)束。模態(tài)l中，Vc1=Vc2=0，VD5=VD6=Vo/2，VD7=0。
　　　　　　　　　　

　　(2)工作模態(tài)2[t0-t2] 如圖3(b)所示，t1時(shí)刻，D2、D3中反向恢復(fù)電流達(dá)到最大值，D5、D6導(dǎo)通，D2、D3達(dá)到瞬時(shí)反向電壓Vo，緩沖電容C1(C2)和副邊漏感Lo’開(kāi)始諧振。Vin、VC分別加在原邊繞組Np1、Np2上，ip1正向增大，ip2減小并反向增大。
　　　　　　　



　　　　兩端電壓從零開(kāi)始諧振增大，在半個(gè)諧振周期后達(dá)到最大值VC1max=VC2max=2nVin-Vo，此時(shí)模態(tài)2結(jié)束。模態(tài)2中，VD5=VD6=0，VD7=Vo。二極管D2、D3兩端反向電壓從V0逐漸增大VD2=VD3=4nVin-V0。
　　(3)工作模態(tài)3[t2-t3] 如圖3(c)所示，t2時(shí)刻，D2、D3兩端電壓回落到穩(wěn)態(tài)關(guān)斷值2nVin，D5、D6關(guān)斷。變壓器原邊工作的狀況同模態(tài)2。當(dāng)Vin≤Vo/n時(shí)，VC1=VC2=2nVin-Vo，VD5=VD6=nVin-Vo/2，VD7=2V。-2nVin；當(dāng)Vin≥V。/n時(shí)．VD5=VD6=Vo/2。C1和C2在此工作模態(tài)一開(kāi)始就向負(fù)載釋放存儲(chǔ)的部分能量，電壓下降至VC1=VC2=nVin，此時(shí)VD7=O。
　　(4)工作模態(tài)4[t3-t5] 如圖3(d)所示，t3時(shí)刻，S1關(guān)斷，此前ip1始終大于ip2，因此在S1關(guān)斷瞬間S2的反并二極管DS2導(dǎo)通，此時(shí)，S1兩端的電壓被箝位到Vin+Vc=2Vin；繞組Np1中的漏感能量通過(guò)低阻抗回路Np1-c-Ds2釋放到箝位電容C中，繞組Np2中的漏感能量通過(guò)回路Np2-Ds2一Cin釋放到Cin中。同時(shí)，流過(guò)D1、D4中的電流減小，D7導(dǎo)通，C1、C2提供部分負(fù)載電流；直到t4時(shí)刻，D1、D4完全關(guān)斷，C1和C2提供全部負(fù)載電流。在該模態(tài)中，ip1不斷減小，ip2不斷正向增大，當(dāng)ip1=ip2時(shí)，Ds2自然關(guān)斷，該工作模態(tài)結(jié)束。該模態(tài)中VD7=0，VD5=VD6=Vo/2。

　　(5)工作模態(tài)5[t5-t6] 如圖3(e)所示，t5時(shí)刻，D2和S2都關(guān)斷。在該模態(tài)中，環(huán)流Ia=ip1=ip2=2nDI。經(jīng)過(guò)回路Vin-Np1-C-Np2給箝位電容C充電。副邊整流二極管全部關(guān)斷，C1和C2按照關(guān)系式(7)繼續(xù)給負(fù)載放電，提供全部的負(fù)載電流；VD5=VD6=Vo/2，VD7=O。當(dāng)C1、C2放電為零時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。
　　

　　(6)工作模態(tài)6[t6-t7] 如圖3(f)所示，t6時(shí)刻，C1和C2放電為零，副邊整流二極管全部導(dǎo)通續(xù)流，iD1=iD2=Io/2。此時(shí)原邊開(kāi)關(guān)管都處于關(guān)斷階段，環(huán)流Ia基本保持不變。VD7=O，VC1=VC2=0，VD5=VD6=Vo/2。
　　(7)工作模態(tài)7[t7-t14]
t7時(shí)刻，S2導(dǎo)通，開(kāi)始下半個(gè)周期的工作，工作模態(tài)和上半個(gè)周期相同，只是勵(lì)磁電流的方向相反，完成變壓器的去磁。
　　
2 緩沖吸收電路參數(shù)設(shè)計(jì)
　　緩沖電容的選取直接關(guān)系到整流二極管電壓尖峰的抑制效果。由前面模態(tài)2分析可知，緩沖電容若選取過(guò)小，諧振周期過(guò)短，尖峰抑制效果不明顯；若選取過(guò)大，雖然可以很好地抑制電壓尖峰，但是緩沖電容充放電時(shí)間過(guò)長(zhǎng)，將影響PPF電路正常工作模態(tài)，甚至占據(jù)整個(gè)二極管的續(xù)流過(guò)程，引起原邊開(kāi)關(guān)管電流尖峰過(guò)大。實(shí)際在選取緩沖電容Cc時(shí)使諧振周期滿足式(8)條件：
　　　　　　　　


3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
　　為了驗(yàn)證無(wú)損緩沖電路的尖峰吸收過(guò)程，研制了一臺(tái)1 000W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)參數(shù)確定為：Vin=18V～32V，Vo=360V，n=9.5，C=33.3μF，L1=L2=320μH，C1=C2=4.7nF，C3=C4=470μF，Ts=20μs。S1和S2為FQAl40N10；D1、D2、D3、D4采用CSD10120，D5、D6、D7采用DSE112-06。
　　圖4(a)和圖4(b)給出了在額定輸入27V、輸出l 000W時(shí)，不加緩沖電路和加緩沖電路時(shí)整流二極管vD1的電壓波形。從實(shí)驗(yàn)波形中可以看出，加緩沖電路后，vD1的電壓尖峰減小了300V左右，表明緩沖電路對(duì)整流二極管的電壓尖峰具有很好的抑制作用。圖4(b)中，S1關(guān)斷后，在4個(gè)整流管都續(xù)流前，vD1波形有一小段突起，對(duì)應(yīng)的是緩沖電容C1和C2給負(fù)載放電的過(guò)程。
　　　　　　　　　　


　　圖5給出了緩沖電路各器件的電壓波形，波形從上往下依次是vgsl、vC1、vD7、vD5。當(dāng)任何一個(gè)開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)，緩沖電容充電，抑制了關(guān)斷整流管的電壓尖峰；當(dāng)任何一個(gè)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，緩沖電容給負(fù)載釋放能量，然后4個(gè)整流二極管均導(dǎo)通續(xù)流。整流二極管和緩沖二極管上振蕩周期均為和緩沖電容無(wú)關(guān)。其中，CD為整流二極管導(dǎo)通時(shí)的等效結(jié)電容。
　　圖6為該變換器在24V、27V、30V輸入時(shí)對(duì)應(yīng)不同輸出功率的的效率分布曲線圖。其中輸入電壓為24V，輸出功率600W時(shí)最高效率可達(dá)93.1％，27V滿載1 000W時(shí)效率為92.8％。


4 結(jié)語(yǔ)
　　本文研究了一種高效率高可靠性的推挽正激直流變換器。針對(duì)整流二極管上的電壓尖峰高，應(yīng)用了一種無(wú)源無(wú)損的緩沖吸收電路，可以很好地抑制整流二極管上的電壓尖峰。詳細(xì)地分析了該推挽正激直流變換器的工作原理，給出了緩沖電路的參數(shù)設(shè)汁，并通過(guò)研制的1kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了該緩沖吸收電路良好的尖峰抑制效果，從而提高了整流二極管工作時(shí)的可靠性。同時(shí)，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)也取得了高效率。