- 功耗限制條件下噪聲最優(yōu)化的低噪聲放大器的設(shè)計

MOS管的溝道寬度和長度確定后，可以對放人器進行直流靜態(tài)工作點分析，確定M1管的直流參數(shù)：gml=4．93×10-2A／V，cgsl=2.30×10-13F，Cgdl=O.71×10-13F。根據(jù)(11)和(12)式可計算出：Lt≈0.275nH，Lg1+Lg2≈18.86nH。在后面的電路仿真中，對器件參數(shù)做了微調(diào)，最終取Ls=0.43nH，Lg1=Lg2=8.89nH，這與理論計算非常接近。Lt與M2漏極的等效電容諧振在2.4GHz下，M2漏極的等效電容可由直流靜態(tài)工作點仿真分析得到：Cdd2=0.76x10-13F，從而可算出Lt≈6nH。為了與50Ω的輸出負載電阻匹配，由輸出阻抗的Smith圓圖可確定cb2=o.7pF，CL=O.6pF。

1.3 電壓增益

LNA的電壓增益主要由輸入級的總跨導和輸出端的負載決定[7-8]。圖2所示的是LNA基本電路的小信號等效電路(這里忽略了，溝道調(diào)制效應的影響)。其中兄RS為信號源內(nèi)阻，Rl=ωTLs是LNA輸入阻抗的實部，R2≈Q′Lω0Lt是輸出阻抗的實部，Q′L為電感Lt的品質(zhì)因子，ωT是M1的截止頻率。當輸入、輸出回路諧振在工作頻率ωo時，由圖2可得到輸入回路的總跨導為：
?

M1的小信號電流glmlVin一部分流過M2，另一部分流過M1漏極的等效電容Cl(C1=Cdb1+Csb2)。流過M2的電流為：

當輸出端電感Lt與M2的漏極總電容C2諧振在工作頻率時，則電壓增益為：
?

因此，增大晶體管的跨導和電感的Q′L值能有效地提高增益。另外，源極負反饋電感Ls的取值對增益也有影響。一般可以采用增大靜態(tài)電流和晶體管尺寸的方法增大跨導，但應考慮電路功耗的限制。本文設(shè)計的LNA采用的電感均為CMOS工藝的片內(nèi)螺旋電感，Q′L值都不高，所以應選用Q′L值高的螺旋電感以提高增益。

2 模擬結(jié)果

電路中所有元件取自Chater公司0.25μmCMOS RF工藝庫，并全部集成在芯片內(nèi)部。使用Cadence的Spec-tre進行了模擬分析。LNA的S參數(shù)如圖3所示，由圖可知，模擬顯示該放大器的功耗為16mW，正向增益S21在2.4GHz頻率時最大值為15dB，反射系數(shù)S11小于-23dB，S22小于-20dB。由此說明低噪聲放大器實現(xiàn)了與輸入、輸出端口的良好匹配，并能取得較大的增益。噪聲系數(shù)的頻率響應如圖4所示，NF在2.4GHz處取得最小值2.7dB。對線性度進行了模擬，LNA的1dB壓縮點如圖5所示，1dB壓縮點為-10.5dBm。表1列出了低噪聲放大器的模擬結(jié)果。

本文詳細介紹了功耗限制條件下噪聲最優(yōu)化的低噪聲放大器的設(shè)計方法，并采用0.251μmCMOS RF工藝設(shè)計了一種2.4GHz低噪聲放大器。模擬結(jié)果表明，采用2.5V電源時，功耗為16mW，在2.4GHz工作頻率下，正向增益S21可達15dB，反射參數(shù)S11小于-23dB，S22小于-20dB，噪聲系數(shù)NF為2.7dB。