移相全橋軟開(kāi)關(guān)DC/DC變換器

　　移相控制的全橋PWM變換器是最常用的中大功率DC/DC變換電路拓?fù)湫问街?。移相PWM控制方式利用開(kāi)關(guān)管的結(jié)電容和高頻變壓器的漏電感或原邊串聯(lián)電感作為諧振元件，使開(kāi)關(guān)管能進(jìn)行零電壓開(kāi)通和關(guān)斷，從而有效地降低了電路的開(kāi)關(guān)損耗和開(kāi)關(guān)噪聲，減少了器件開(kāi)關(guān)過(guò)程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開(kāi)關(guān)頻率、提高效率、減小尺寸及減輕質(zhì)量提供了良好的條件。然而，傳統(tǒng)的移相全橋變換器的輸出整流二極管存在反向恢復(fù)過(guò)程，會(huì)引起寄生振蕩，二極管上存在很高的尖峰電壓，需增加阻容吸收回路進(jìn)行抑制，文獻(xiàn)提出了兩種帶箝位二極管的拓?fù)?，可以很好地抑制寄生振蕩。本文采取文獻(xiàn)提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了一臺(tái)280 W移相全橋軟開(kāi)關(guān)DC/DC變換器，該變換器輸入電壓為194～310 V，輸出電壓為76V。

　　1 主電路拓?fù)浼肮ぷ鬟^(guò)程分析

　　本設(shè)計(jì)所采用的主電路拓?fù)淙鐖D1所示。其中VQ1～VQ4為4個(gè)開(kāi)關(guān)管，VD1～VD4分別是4個(gè)開(kāi)關(guān)管的寄生二極管，C1～C4分別為4個(gè)開(kāi)關(guān)管的結(jié)電容和外接電容，VQ5和VQ6是2個(gè)箝位二極管，Lr是諧振電感，VDR1和VDR5為輸出整流二極管，CDR1和CDR2為輸出整流二極管的等效并聯(lián)電容。VQ1和VQ3組成超前橋臂，VQ2和VQ4組成滯后橋臂，每個(gè)橋臂的2個(gè)開(kāi)關(guān)管互補(bǔ)180°導(dǎo)通，2個(gè)橋臂的導(dǎo)通角相差1個(gè)相位。即移相角，通過(guò)調(diào)節(jié)該相位就可以調(diào)節(jié)輸出電壓。這種拓?fù)渫ㄟ^(guò)增加2個(gè)箝位二極管VQ5、VQ6來(lái)消除次級(jí)整流管反向恢復(fù)引起的電壓振蕩，減小了次級(jí)整流管的電壓應(yīng)力，并且箝位二極管VQ5、VQ6，在一個(gè)周期里分別只導(dǎo)通一次，減小了二極管VQ5，VQ6的電流損耗，提高了變換器的效率。圖2為變換器的工作波形，其中，iLr為L(zhǎng)r上的電流，ip為變壓器原邊電流，UAB為A、B兩點(diǎn)電壓差，iD5為VD5的電流，iD6為VD6的電流。

　　圖2中，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，該變換器有16種開(kāi)關(guān)狀態(tài)，這里只分析前8種狀態(tài)。在分析前，先作如下假設(shè)：除輸出整流二極管外，所有開(kāi)關(guān)管、二極管、電感和電容均為理想器件：變壓器的漏感很小，可以忽略不計(jì);Lf>>Lr/K2(K是變壓器原副邊匝比)：輸出整流二極管等效為一個(gè)理想二極管和一只電容的并聯(lián)。

　　1)狀態(tài)1[t0，t1]：在t0時(shí)刻以前，VQ1，VQ4和VDRl導(dǎo)通。在t0時(shí)刻，VQ1關(guān)斷，諧振電感上的電流iLr對(duì)C1充電，對(duì)C2放電，由于有C1和C2，VQ1為零電壓關(guān)斷，VD5和VD6不導(dǎo)通。

　　2)狀態(tài)2t1，t2]：t1時(shí)刻，C3的電壓降為O，VD3自然導(dǎo)通，此時(shí)可以零電壓開(kāi)VQ3。CDR2繼續(xù)放電，iLr和變壓器原邊電流ip繼續(xù)下降。

　　3)狀態(tài)3[t2，t3]：t2時(shí)刻，CDR2完全放電，VDR2導(dǎo)通，2個(gè)整流二極管都導(dǎo)通，副邊短接，iLr和ip相等，處于自然續(xù)流狀態(tài)。

　　4)狀態(tài)4[t3，t4]：t3時(shí)刻，關(guān)斷VQ4，ip給C2放電，給C4充電，iLr和ip相等，一起線性下降，由于有C2和C4，VQ4是零電壓關(guān)斷。

　　5)狀態(tài)5[t4，t6]：t4時(shí)刻，VD2導(dǎo)通，VD2能夠零電壓開(kāi)通。t5時(shí)刻，ip由正向過(guò)零，且向負(fù)方向增加，由于ip不足以提供負(fù)載電流，VDR1和VDR2仍然導(dǎo)通，Vin全部加在Lr上，iLr和ip同時(shí)線性負(fù)增長(zhǎng)。

　　6)狀態(tài)6[t6，t7]：t6時(shí)刻，VDR1關(guān)斷，VDR2流過(guò)全部負(fù)載電流。Lr與CDR1諧振，給CDR1充電，iLr和ip繼續(xù)線性負(fù)增長(zhǎng)。

　　7)狀態(tài)7[t7，t8]：t7時(shí)刻，Cdr1電壓上升到2Vm，VD6導(dǎo)通，將原邊電壓箝位在Vin，因此CDR1電壓被箝位在2Vin/K，到t8時(shí)刻，ip等于iLr，VD6關(guān)斷。

　　8)狀態(tài)8[t8，t9]：在此狀態(tài)中，原邊給負(fù)載提供能量，iLr和ip相等。

　　2 磁性元器件設(shè)計(jì)

　　2.1 變壓器設(shè)計(jì)

　　變壓器原副邊匝數(shù)比為

　　式中，Vin min為輸出電壓最小值，V。為輸出電壓，VD為輸出整流二極管壓降，Dmax為副邊最大占空比，這里取為0.8，因此，匝數(shù)比K取為2。

　　用鐵氧體磁芯EE55繞制該變壓器，原邊用7根線徑為0.33 mm的漆包線并繞28匝，副邊用11根線徑為O.33 mm的漆包線并繞14匝。

　　2.2 輸出濾波電感設(shè)計(jì)

　　輸出濾波電感應(yīng)能夠存儲(chǔ)足夠大的能量，能夠在次級(jí)整流管自然續(xù)流時(shí)為負(fù)載提供連續(xù)的電流。當(dāng)變換器輸入為310 V時(shí)，續(xù)流時(shí)間最大，為：

　　式中，濾波電感上電流的脈動(dòng)量△iLf=20%Iomax，因此，Lf取為330 μs。

　　用鐵氧體磁芯PQ40繞制該電感，用18根線徑為0.33 mm的漆包線并繞3l匝，氣隙為0.7 mm。

　　2.3諧振電感設(shè)計(jì)

　　超前臂利用濾波電感和諧振電感的能量很容易實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，而滯后臂只能利用諧振電感的能量來(lái)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，相對(duì)超前臂來(lái)說(shuō)，滯后臂只能在較窄的負(fù)載范嗣內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。為了實(shí)現(xiàn)滯后臂的軟開(kāi)關(guān)，必須滿足：

　　式中，Coss為開(kāi)關(guān)管的寄生和外接電容，為300 pF，I為滯后臂關(guān)斷時(shí)原邊電流的大小，而變換器在1/3滿載時(shí)，

　　由式(4)式(5)可以得到諧振電感

　　因此，Lr取為120μH。用鐵氧體磁芯PQ40繞制該電感，用7根線徑為0.33 mm的漆包線并繞32匝，氣隙為2 mm。

　　3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　本文設(shè)計(jì)的變換器的主要參數(shù)如下：Vin=194-310 V，Vo=76V，Pomax=280 W，K=2，f=80 kHz，Lr=120μH，Lr=330μH，Co=3000μF，開(kāi)關(guān)管采用12N60，Coss=300 pF。

　　圖3為超前臂的ZVS波形，圖4為滯后臂的ZVS波形。輸入電壓為250 V，VCS為驅(qū)動(dòng)電壓，VDS為漏源電壓，由圖3和圖4可以看出變換器的超前臂和滯后臂都可以實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。

　　圖5為輸出整流二極管VDR1電壓波形，VDR1為VDR1兩端的端電壓，由圖5可知，VDR1關(guān)斷后，經(jīng)過(guò)很小一段時(shí)間，箝位二極管VD6開(kāi)通，將VDR1箝位，沒(méi)有出現(xiàn)電壓振蕩，當(dāng)VD6截止后，出現(xiàn)了很小的電壓振蕩，電壓尖峰值不大于箝位電壓，因此次級(jí)整流管的的電壓應(yīng)力可以大大減小。

　　4 結(jié)論

　　本文分析了一種移相全橋軟開(kāi)關(guān)變換器的拓?fù)?，在分析的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一臺(tái)280 W的軟開(kāi)關(guān)DC/DC變換器，該變換器在變壓器原邊采用2個(gè)箝位二極管。實(shí)驗(yàn)證明，該方案在實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)關(guān)的同時(shí)，能夠有效地抑制輸出整流二極管反向恢復(fù)所帶來(lái)的電壓振蕩，減小了次級(jí)整流二極管的電壓應(yīng)力。