基于輸入電壓調(diào)節(jié)于LLC-SRC效率最佳化設(shè)計考量 - 全文

　　在能源危機發(fā)生之后，人們對于能源轉(zhuǎn)換效率及利用效能日益重視。因此，各國也紛紛制定許多能源規(guī)範(fàn)。從早期的滿載效率，到現(xiàn)今的四點平均效率。以桌上型電腦之電源轉(zhuǎn)換器為例，更有80Plus金、銀、銅牌等（20％、50％、100％負(fù)載）效率規(guī)範(fàn)。然而，在諸多認(rèn)證規(guī)範(fàn)中，最困擾研發(fā)人員的往往是輕載與半載效率。本文主要介紹半橋諧振式轉(zhuǎn)換器之基本操作塬理，并說明如何透過調(diào)節(jié)功因修正級（PFC）輸出電壓以提高LLC-SRC半橋諧振式轉(zhuǎn)換器之輕載及半載效率。

　　以目前高效率電源轉(zhuǎn)換器之應(yīng)用為例，傳統(tǒng)的硬切換技術(shù)（Hard-Switching）已無法滿足80Plus金牌等級以上之要求。各大電源供應(yīng)器廠商紛紛投入軟切換技術(shù)（Soft-Switching）之研製。其中更以LLC-SRC半橋串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器（Half-Bridge Series Resonant Converter）最為受到青睞。主要塬因在于其容易達(dá)成零電壓切換（減少切換損失，提高轉(zhuǎn)換效率），降低電磁干擾（EMI）等。

　　LLC塬理分析

　　LLC-SRC半橋串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)（如圖1示），可分為叁個部份。方波產(chǎn)生器（Square wave generator）、諧振網(wǎng)路（Resonant network）與輸出整流濾波（Rectifier network）。

　　A方波產(chǎn)生器藉由各近50％的導(dǎo)通週期（Duty cycle）驅(qū)動功率開關(guān)（MosFET）Q1和Q2以產(chǎn)生方波電壓并藉由控制開關(guān)頻率來達(dá)成輸出電壓調(diào)節(jié)。

　　B諧振網(wǎng)路部份主要由諧振電容（Cr），諧振電感（Lr）及激磁電感（Lm）所組成。此串聯(lián)諧振網(wǎng)路可將高次諧波電流濾除，并使電流角度落后電壓而達(dá)成零電壓切換。

　　C利用全波橋式整流或變壓器中央抽頭整流型式與輸出濾波電容，將交流電流轉(zhuǎn)換為直流電壓輸出。其交流等效電路如下：

　　其中：

　　當(dāng)輸入電壓變化或輸出負(fù)載變化時，為保持輸出電壓之穩(wěn)定，必須藉由調(diào)整諧振網(wǎng)路之電壓增益（Gain）來達(dá)成。其中增益（M）可被定義為：

　　其中：

　　由此可得知此諧振網(wǎng)路中具有兩個諧振頻率，一個由Lr及Cr所組成，而另一個由Lp及Cr所組成。且其增益隨諧振頻率改變而不受負(fù)載變化影響。若操作頻率（w）=諧振頻率（w0）時，可得：

　　因此，當(dāng)操作頻率接近諧振頻率時，整個諧振網(wǎng)路的阻抗幾乎會等于輸出阻抗。此處較類似傳統(tǒng)的串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器。下圖為LLC串連諧振轉(zhuǎn)換器之電壓增益曲線。

　　此處與傳統(tǒng)串聯(lián)諧振不同的是LLC串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器具有兩個諧振點，并且允許轉(zhuǎn)換器工作于兩個諧振點間。

　　如圖4，當(dāng)操作頻率小于諧振頻率時（fs《f0），一次側(cè)切換晶體（MosFET）與二次側(cè)整流二極體（Rectifier）皆操作于軟切換（Soft-Switching）狀態(tài)，在此狀態(tài)下，二次側(cè)整流二極體無逆向回復(fù)時間（trr）之損耗。但也因其電流呈現(xiàn)非連續(xù)導(dǎo)通的現(xiàn)象，故其表現(xiàn)在輸出濾波電容上的漣波電流（Ripple Current）較大，所以比較適用于輸出高電壓小電流之應(yīng)用。

　　當(dāng)操作頻率大于諧振頻率時（fs》f0），其特性較類似于傳統(tǒng)的串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器（Series Resonant Converter）。在fs越接近f0時，其一次側(cè)之循環(huán)電流越?。–irculating Current），因此可以依此特性適當(dāng)?shù)販p少一次側(cè)之循環(huán)電流，以達(dá)到效率最佳化。二次側(cè)輸出整流二極體電流較連續(xù)，其表現(xiàn)在濾波電容上的漣波電流相對較小。故此操作區(qū)間較適用于輸出低電壓大電流之應(yīng)用。

　　模擬驗證

　　以12V/25A 300W輸出諧振轉(zhuǎn)換器為例，選擇Lr=110uH　Cr=22nF　m=5　輸入390VDC，操作于fs《f0區(qū)間：

　　另選擇m=19 操作于fs》f0區(qū)間：

　　由兩者增益曲線比較可知，當(dāng)m越大時會越接近傳統(tǒng)串聯(lián)諧振之特性。增益-頻率表現(xiàn)變化較小，因此需要較高的操作頻率以維持輕載輸出電壓的穩(wěn)定。

　　由圖7與圖8可知，當(dāng)轉(zhuǎn)換器工作在fs《f0狀態(tài)下，負(fù)載變化時，操作頻率變化範(fàn)圍較窄?？墒且蚱潢P(guān)斷電流（turn off current）受激磁電感（Lm）加入諧振的關(guān)係，在負(fù)載變化時都會維持在一定值。

　　比較圖7與圖9，兩種操作模式下，在fs《f0狀態(tài)時，二次側(cè)輸出漣波電流較大。因此較不適用于大電流輸出之應(yīng)用。

　　比較圖9與圖10，當(dāng)負(fù)載變化時切換頻率變化範(fàn)圍較大。負(fù)載越輕操作頻率越高以穩(wěn)定輸出電壓。但過高的操作頻率會使得切換損失增加而影響輕載的轉(zhuǎn)換效率。另外我們可以發(fā)現(xiàn)在此操作模式下，一次側(cè)切換晶體的關(guān)斷電流并不會受到激磁電感（Lm）的影響。亦即在此模式下，激磁電感并沒有參與諧振。也因為這個特性，我們可以很容易的最佳化滿載效率。

　　比較圖9與圖11，兩者皆操作于fs》f0區(qū)間，在圖11中，一次側(cè)切換晶體（MosFET）的關(guān)斷電流（turn off current）已明顯減少。

　　系統(tǒng)搭配

　　綜合以上論述，當(dāng)我們要使用串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器應(yīng)用在大電流輸出時，應(yīng)該考慮將其操作于fs》f0模式中。如此可以得到最佳化的滿載效率（不考慮同步整流）。但是相對而言，如何提高輕載及半載效率以及維持空載輸出電壓的穩(wěn)定就變得極為重要了。由圖六我們可以得知，當(dāng)負(fù)載低于20％時的增益曲線已經(jīng)相當(dāng)平緩，表示我們可能無法藉由提高工作頻率的方式來調(diào)整線路之增益。但是這個問題我們可以藉由突衝模式（Burst Mode）來克服。如圖12：

　　在系統(tǒng)應(yīng)用中，通常前級會搭配升壓型的功因修正線路（Boost PFC）。試想當(dāng)交流市電輸入在低壓（115VAC）滿載時，升壓線路會將串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器（LLC-SRC）之輸入電壓（Vin）提升至約390VDC，因此我們可以針對此輸入電壓最佳化串聯(lián)諧振網(wǎng)路之滿載效率。但是隨著輸出負(fù)載降低，半橋諧振網(wǎng)路的切換頻率會逐漸提高以穩(wěn)定輸出電壓，因此在20％及50％負(fù)載時效率也會隨之下降。

　　此時我們必須透過一種降壓技術(shù)，將升壓型功因修正（PFC）線路之輸出電壓調(diào)降，來補償升壓級PFC的功率損耗。此降壓功能必須同時在低電壓（Low Line input）輸入以及非滿載條件下才會成立。雖然降壓方式是為平衡升壓型功因修正（Boost PFC）線路之功率損耗，但對于操作在fs》f0模式的串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器而言，剛好也可以使其諧振網(wǎng)路（Resonant network）最佳化并改善了切換頻率提高的問題。

　　由于串聯(lián)諧振網(wǎng)路的直流電壓增益（Gain）：

　　因此在輸入電壓（Vin）固定的條件下，必須藉由調(diào)整切換頻率（fs）的方式調(diào)整線路增益以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。反之，當(dāng)輸入電壓（Vin）變化時，操作頻率（fs）將會被固定。這種方式反而是比較適合用在fs》f0的串聯(lián)諧振控制模式中。以上例說明

　　比較圖10與圖13，當(dāng)20％負(fù)載時Vin調(diào)降為355VDC，此時操作頻率由155KHz降為105KHz。且其一次側(cè)切換晶體（MosFET）關(guān)斷電流（turn off current）也由0.7A降到0.25A。

　　以相同的降壓方式若應(yīng)用于操作在fs《f0模式的串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器，比較圖14與圖8，操作頻率由88kHz降到79kHz且其循環(huán)電流（circulating current）與切換晶體關(guān)斷電流（turn off current）都增加。因此在此操作模式中并不適用降壓方式來提高效率。

　　設(shè)計考量

　　在實際應(yīng)用上，雖然我們可以降低升壓級功因修正電路之輸出電壓，以達(dá)到效率最佳化。但是還是必須考量保持時間（hold up time）的設(shè)定，因此最大電路直流增益（Gain）的選擇就變得較為重要。

　　當(dāng)最大電路增益（Gain）選定時，整個電路運作必須操作在最大增益之右半邊（如圖15所示），也就是說諧振網(wǎng)路必須操作在電感性區(qū)間。此區(qū)間電流將落后電壓，主要切換晶體（MosFET）呈零電壓切換（ZVS）。若諧振網(wǎng)路進(jìn)入電容性區(qū)間，電流將超前電壓，主要切換晶體并聯(lián)之反向二極體（body diode）也必須承受較大的逆向回復(fù)損失。所以在設(shè)計上最小操作頻率必須限制在最大電路增益來防止轉(zhuǎn)換器進(jìn)入電容性區(qū)間。

　　實做驗證

　　在此設(shè)定一個輸出12V/20A之串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器，我們實際比較兩不同操作區(qū)間之效率曲線，如圖16。在fs《f0模式下之輕載效率表現(xiàn)較不理想。

　　比較兩種模式下，雖然圖17（a）操作頻率遠(yuǎn)低于圖17（b），但其切換晶體的關(guān)斷電流（turn off current）與循環(huán)電流（circulating current）都較大。因此在輕載時效率表現(xiàn)較不理想。

　　比較兩種模式下負(fù)載與操作頻率的變化，如圖18，輕載時在fs》f0模式下，控制器已進(jìn)入突衝模式（burst mode）藉以穩(wěn)定輸出電壓。

　　利用上述之方式將負(fù)載固定在輕載條件下調(diào)整輸入電壓，在fs《f0模式下，當(dāng)輸入電壓調(diào)降時切換頻率隨之下降。但效率并未獲得改善，如下表一。反之在fs》f0模式下，切換頻率一樣會隨輸入電壓降低而降低，且其效率表現(xiàn)可以獲得改善，如表二。但隨著輸入電壓的降低，切換頻率亦會落入fs《f0之操作區(qū)間而使得效率下降。這點在實際應(yīng)用上須特別留意。

　　因此，在fs》f0模式下，我們可以藉由調(diào)整輸入電壓而達(dá)到效率最佳化。如圖18，相較于塬本的效率表現(xiàn)，在輕載狀況下效率約可提升1％。

　　由此實驗結(jié)果證明使用輸入電壓調(diào)節(jié)方式，不但可以提升在串連諧振轉(zhuǎn)換器的輕載及半載效率并可以將切換頻率控制在一定的範(fàn)圍內(nèi)。

　　結(jié)論

　　以桌上型電腦使用之300W電源供應(yīng)器為例（ATX Power Supplier）。效率認(rèn)證已越來越普遍。在追求高轉(zhuǎn)換效率的同時，傳統(tǒng)的線路架構(gòu)已不敷使用。LLC半橋串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器架構(gòu)進(jìn)而漸漸被採用。本文所提及之操作方式不僅可以降低升壓級功因校正（Boost PFC）的功率損耗并且可以最佳化串聯(lián)諧振網(wǎng)路以達(dá)到輕載（20％）及半載（50％）轉(zhuǎn)換效率提升的目的。