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引言
長期以來，MP3播放器、個(gè)人媒體播放器、數(shù)碼相機(jī)以及其他便攜式消費(fèi)類應(yīng)用的設(shè)計(jì)人員面臨的一項(xiàng)挑戰(zhàn)是實(shí)現(xiàn)產(chǎn)品的高性能和低功耗。這些電池供電系統(tǒng)通常都使用嵌入式數(shù)字信號(hào)處理器（DSP），當(dāng)系統(tǒng)處理多媒體應(yīng)用任務(wù)時(shí)，DSP能達(dá)到最大處理能力，而當(dāng)系統(tǒng)處于睡眠模式時(shí)，DSP具有最小的功耗。電池壽命在手持式產(chǎn)品中是非常重要的指標(biāo)，產(chǎn)品成功與否與供電系統(tǒng)的效率直接相關(guān)。
此類系統(tǒng)中的一個(gè)關(guān)鍵部件是降壓式DC-DC開關(guān)穩(wěn)壓器，它能夠高效地從較高電壓獲得較低的供電電壓，如從4.5 V獲得1V的供電電壓。作為穩(wěn)壓器，其必須保持恒定的電壓，而且能夠?qū)斎腚妷旱淖兓约柏?fù)載電流的變化迅速做出響應(yīng)。本文將討論的架構(gòu)具有優(yōu)良的穩(wěn)壓性能以及高效率和快速響應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)。
開關(guān)穩(wěn)壓器剖析
圖1示出了ADI公司ADP2102的典型應(yīng)用電路，這是一款低占空比、3 MHz同步整流降壓轉(zhuǎn)換器。ADP2102具有固定輸出電壓和可調(diào)輸出電壓的多種配置。這里將ADP2102連接成固定輸出電壓配置，由5.5 V的輸入電壓產(chǎn)生300mA、0.8 V輸出電壓。接下來給出輸出電壓可調(diào)的應(yīng)用示例。
圖1. 使用ADP2102由5.5 V輸入產(chǎn)生0.8 V輸出
這里將簡單地解釋該電路的工作原理：將DC輸出電壓的分壓與誤差放大器中的內(nèi)部參考源比較，然后將誤差放大器的輸出與電流采樣放大器的輸出比較，以驅(qū)動(dòng)單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器在由VOUT/VIN確定的時(shí)間周期內(nèi)處于暫穩(wěn)態(tài)。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器使上面的門控晶體管導(dǎo)通，電感L1中的電流逐漸變大。當(dāng)單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的暫穩(wěn)態(tài)結(jié)束時(shí)，晶體管截止，電感L1中的電流逐漸變小。在由最小關(guān)斷時(shí)間定時(shí)器和最?。ā肮戎怠保╇娏鞔_定的時(shí)間間隔之后，單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器再次被觸發(fā)。芯片內(nèi)的單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)定時(shí)器使用輸入電壓前饋，使得穩(wěn)態(tài)時(shí)保持恒定的頻率。
該振蕩以不確定的頻率（大約為3MHz）持續(xù)進(jìn)行，但是在必要的情況下可以響應(yīng)線路和負(fù)載的瞬態(tài)變化而偏離該頻率，以便輸出電壓保持恒定，并且使電感電流的平均值保持在輸出負(fù)載所需要的電流值。
上文描述的方法是相對(duì)新穎的。多年來，DC-DC變換的主要方法是恒頻峰值電流方法，當(dāng)該方法在降壓式DC-DC轉(zhuǎn)換器中實(shí)現(xiàn)時(shí)，其還被稱為后沿調(diào)制。有關(guān)該方法的詳細(xì)描述、對(duì)其優(yōu)缺點(diǎn)的評(píng)估以及上文描述的恒定導(dǎo)通時(shí)間谷值電流模式轉(zhuǎn)換器，請(qǐng)參考其他技術(shù)文章。
ADP2012還具有欠壓閉鎖功能、軟啟動(dòng)功能、過熱保護(hù)功能和短路保護(hù)功能，并且具有±1%的反饋精度。該架構(gòu)能夠使主開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間低至60 ns或更低。
圖2示出了不同條件下的典型波形。圖2a示出了在ILOAD=600mA，電壓從VIN=5.5V減小到VOUT=0.8V時(shí)的低占空比。如圖中所示，在3MHz的開關(guān)頻率下，可以獲得45 ns的最小導(dǎo)通時(shí)間。
圖2b示出了負(fù)載電流突增300mA時(shí)，負(fù)載電流和電感電流波形。
圖2c示出了負(fù)載電流突減300mA時(shí)，負(fù)載電流和電感電流波形。
圖2d示出了在占空比為50%時(shí)不存在次諧波振蕩，而使用峰值電流模式控制時(shí)必須在設(shè)計(jì)時(shí)加以考慮。當(dāng)占空比大于或小于50％時(shí)，同樣不存在次諧波振蕩。
圖 2a. VIN = 5.5 V， VOUT = 0.8 V， 最小導(dǎo)通時(shí)間=45 ns
圖 2b. 突加負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（ILOAD = 300 mA）
圖2c. 突減負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng) （ILOAD = 300 mA）
圖2d. 占空比 = 50%， VIN = 3.3 V， VOUT = 1.8 V， ILOAD = 300 mA
DSP應(yīng)用中的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)
在使用DSP的便攜式應(yīng)用中，通常由開關(guān)轉(zhuǎn)換器提供DSP的內(nèi)核電壓和I/O電壓，這需要使用電池供電應(yīng)用的高效率DC-DC轉(zhuǎn)換器。提供內(nèi)核電壓的穩(wěn)壓器必須能夠基于處理器的時(shí)鐘速度動(dòng)態(tài)改變電壓或者按照軟件的指令動(dòng)態(tài)改變電壓。另外，整體解決方案的小尺寸也同樣重要。
這里描述的是，在電池供電的應(yīng)用中將Blackfin?處理器的內(nèi)部穩(wěn)壓器更換為外部高效率穩(wěn)壓器，以提高系統(tǒng)供電效率。而且，這里還介紹了用于外部穩(wěn)壓器的控制軟件。
動(dòng)態(tài)電源管理
處理器的功耗與工作電壓（VCORE）的平方成正比，并且與工作頻率（FSW）成正比。因此，降低頻率能夠使動(dòng)態(tài)功耗線性下降，而降低內(nèi)核電壓可以使動(dòng)態(tài)功耗指數(shù)下降。
在對(duì)功耗敏感的應(yīng)用中，當(dāng)DSP僅簡單地監(jiān)視系統(tǒng)活動(dòng)或者等待外部觸發(fā)信號(hào)時(shí)，在保持供電電壓不變的情況下改變時(shí)鐘頻率，這對(duì)降低功耗是非常有用的。然而，在高性能電池供電的應(yīng)用中，僅改變頻率并不能顯著節(jié)約電能。Blackfin處理器以及其他的具有高級(jí)電源管理功能的DSP可以依次改變內(nèi)核電壓和頻率，由此可以在任何情況下均實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的電池利用。
ADSP-BF53x系列Blackfin處理器中的動(dòng)態(tài)電壓的穩(wěn)壓通常是由內(nèi)部電壓控制器和外部MOSFET實(shí)現(xiàn)的。該方法的優(yōu)點(diǎn)在于，可以將單電壓（VDDEXT）施加到DSP子系統(tǒng)，從MOSFET得到的所需的內(nèi)核電壓（VDDINT）。通過內(nèi)部寄存器可以軟件控制內(nèi)核電壓，以便于控制MIPS，并且最終控制能耗，由此實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的電池壽命。
為了完整地實(shí)現(xiàn)Blackfin內(nèi)部穩(wěn)壓方案，需要一個(gè)外部MOSFET、肖特基二極管、大電感和多個(gè)輸出電容器，該解決方案價(jià)格相對(duì)昂貴，效率卻很差，而且占用的PCB板面積是相對(duì)較大的，這給系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員帶來了很大的矛盾，在集成穩(wěn)壓器中需要使用大電感和電容器，不利于消費(fèi)者所希望的便攜式設(shè)備盡可能小型化。該集成穩(wěn)壓控制器的效率是相對(duì)較低，通常僅為50%~70%，因此該方法不太適用于高性能手持式電池供電應(yīng)用。
外部穩(wěn)壓
通過新型DC-DC開關(guān)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)方法，可以將Blackfin集成方法本身的效率提高到90%或更高。而且，在使用外部穩(wěn)壓器時(shí)可以減小外部元件的尺寸。
還可以使用多種動(dòng)態(tài)電壓調(diào)整（DVS）控制方案，包括開關(guān)電阻器（其在某些情況中可由DAC實(shí)現(xiàn)）和脈寬調(diào)制（PWM）（其可以實(shí)現(xiàn)與內(nèi)部方法相同的精度）。不論使用哪種方案，其必須能夠通過軟件控制改變穩(wěn)壓電平。上述穩(wěn)壓控制方法在內(nèi)部穩(wěn)壓器是集成的，而在外部穩(wěn)壓中必須通過外加器件來實(shí)現(xiàn)。
本文描述了兩種使用ADP2102同步DC-DC轉(zhuǎn)換器調(diào)節(jié)DSP內(nèi)核電壓的方法，當(dāng)處理器在低時(shí)鐘速度下運(yùn)行時(shí)，可動(dòng)態(tài)地將內(nèi)核電壓從1.2 V調(diào)節(jié)到1.0V。
ADP2102高速同步開關(guān)轉(zhuǎn)換器在由2.7V~5.5V的電池電壓供電時(shí)，可以使內(nèi)核電壓低到0.8 V。其恒定導(dǎo)通時(shí)間的電流模式控制以及3MHz開關(guān)頻率提供了優(yōu)良的動(dòng)態(tài)響應(yīng)、非常高的效率和出色的源調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率。較高的開關(guān)頻率允許系統(tǒng)使用超小型多層電感和陶瓷電容器。ADP2102采用3 mm×3 mm LFCSP封裝，節(jié)約了空間，僅需要三或四個(gè)外部元件。而且ADP2102包括完善的功能，諸如各種安全特征，如欠壓閉鎖、短路保護(hù)和過熱保護(hù)。
圖3示出了實(shí)現(xiàn)DVS的電路。ADSP-BF533 EZ-KIT Lite? 評(píng)估板上的3.3 V電源為降壓轉(zhuǎn)換器ADP2102供電，使用外部電阻分壓器R1和R2將ADP2102的輸出電壓設(shè)定為1.2 V。DSP的GPIO引腳用于選擇所需的內(nèi)核電壓。改變反饋電阻值可以在1.2 V~1.0 V的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)內(nèi)核電壓。通過與R2并聯(lián)的電阻R3，N溝MOSFET可以修改分壓器。相比于R3，IRLML2402的RDSon 較小，僅為0.25 Ω。3.3 V的GPIO電壓用于驅(qū)動(dòng)MOSFET的柵極。為了獲得更好的瞬態(tài)性能并改善負(fù)載調(diào)整率，需要加入前饋電容器CFF。
圖3. 使用外部MOSFET和Blackfin PWM控制進(jìn)行ADP2102的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)整
對(duì)于雙電平開關(guān)，一般的應(yīng)用要求是：
DSP內(nèi)核電壓 （VOUT1） = 1.2 V
DSP內(nèi)核電壓 （VOUT2） = 1.0 V
輸入電壓 = 3.3 V
輸出電流 = 300 mA
使用高阻值的分壓電阻可將功率損失降到最低。前饋電容在開關(guān)過程中降低柵漏電容的影響。通過使用較小的反饋電阻和較大的前饋電容可以使該暫態(tài)過程中引起的過沖或下沖最小，但這是以額外的功耗為代價(jià)的。
圖4示出了輸出電流IOUT、輸出電壓VOUT和控制電壓VSEL。VSEL為低電平時(shí)，輸出電壓為1.0 V，VSEL為高電平時(shí)，輸出電壓為1.2 V。
圖4. 通過MOSFET調(diào)節(jié)下面的反饋電阻器
一種較簡單的方法可生成用于DVS的兩個(gè)不同的電壓，其使用控制電壓VC通過另外的電阻將電流注入到反饋網(wǎng)絡(luò)中。調(diào)節(jié)控制電壓的占空比可以改變其平均DC電平。因此使用一個(gè)控制電壓和電阻可以調(diào)節(jié)輸出電壓。下面的公式用于計(jì)算電阻R2、R3的值以及控制電壓幅度電平VC_LOW 和 VC_HIGH.
（1）
（2）
對(duì)于VOUT1 = 1.2 V， VOUT2 = 1.0 V， VFB = 0.8 V， VC_LOW = 3.3 V， VC_HIGH = 0 V， 和 R1= 49.9 kohm， R2 and R3可以如下計(jì)算
（3）
（4）
該方法產(chǎn)生了更加平滑的變換。不同于MOSFET開關(guān)方法，能夠驅(qū)動(dòng)電阻負(fù)載的任何控制電壓均可用于該方案，而MOSFET開關(guān)方法僅能夠用于驅(qū)動(dòng)電容負(fù)載的控制信號(hào)源。該方法可以適用于任何輸出電壓組合和輸出負(fù)載電流。因此，根據(jù)需要調(diào)整內(nèi)核電壓，便可以降低DSP的功耗。圖5示出了使用該電流注入方法的兩個(gè)輸出電壓之間的變換。
圖5. 使用控制電壓 VC進(jìn)行ADP2102的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)整
圖6. 通過控制電壓調(diào)節(jié)下面的反饋電阻器
降壓式DC-DC轉(zhuǎn)換器中的恒定導(dǎo)通時(shí)間谷值電流模式控制方案優(yōu)點(diǎn)
恒頻峰值電流控制方案使用兩個(gè)環(huán)路從高輸入電壓產(chǎn)生低輸出電壓，分別是電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)。在控制信號(hào)和輸出信號(hào)之間存在最小相移，由此可以實(shí)現(xiàn)簡單的補(bǔ)償。
測(cè)量流過NMOS主開關(guān)的電感電流的典型方法是，當(dāng)NMOS主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)檢測(cè)NMOS主開關(guān)上的壓降，或者檢測(cè)輸入端和主開關(guān)的漏極之間的串聯(lián)電阻上的壓降。在這兩個(gè)檢測(cè)方案中，電感電流檢測(cè)過程中出現(xiàn)在開關(guān)節(jié)點(diǎn)上的寄生效應(yīng)均能引發(fā)激振現(xiàn)象，因此在測(cè)量電感電流之前必須等待一段時(shí)間，即消隱時(shí)間。在低占空比操作過程中，這使得主開關(guān)建立并保持導(dǎo)通的時(shí)間變少。圖A示出了主開關(guān)上的電感電流和電流感測(cè)信號(hào)，其由消隱時(shí)間和導(dǎo)通時(shí)間構(gòu)成。
圖A. 消隱時(shí)間指使用固定頻率的峰值電流模式控制方案的降壓降轉(zhuǎn)換器中的主開關(guān)所能實(shí)現(xiàn)的最小導(dǎo)通時(shí)間
在低占空比操作過程中，即在輸出電壓比輸入電壓小很多時(shí)，主開關(guān)的導(dǎo)通總是由內(nèi)部時(shí)鐘控制的，而且與反饋回路無關(guān)，因此存在最小導(dǎo)通時(shí)間，其將電路操作限制在較高的開關(guān)頻率。而且，由于建立時(shí)間的限制，在脈沖不夠?qū)挄r(shí)不能感測(cè)電流。消隱時(shí)間決定了主開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間，僅有很少的時(shí)間可用于電流感測(cè)。在諸如手機(jī)和媒體播放器的便攜式應(yīng)用中，DSP內(nèi)核需要0.9 V的輸出電壓。為了減小電感的尺寸以及解決方案的整體尺寸，應(yīng)使用較高的開關(guān)頻率。但是如果使用該控制方案，則在使用較高的開關(guān)頻率時(shí)，很難由較高的輸入電壓生成低占空比的電壓。
后沿調(diào)制控制方案的第二個(gè)缺點(diǎn)是其較差的瞬態(tài)響應(yīng)。圖B示出了針對(duì)負(fù)載電流的正向變化和負(fù)向變化的瞬態(tài)響應(yīng)的典型波形。便攜式應(yīng)用中，在降低輸出電容器的尺寸和成本的同時(shí)必須能夠?qū)崿F(xiàn)很快的瞬態(tài)響應(yīng)。在輸出端出現(xiàn)負(fù)載電流的正向階躍增加時(shí)，輸出響應(yīng)可能延遲一個(gè)時(shí)鐘周期。在負(fù)載電流的負(fù)向階躍減小的情況中，轉(zhuǎn)換器強(qiáng)行給出最小寬度高邊導(dǎo)通時(shí)間，其由電流控制環(huán)的速度確定。因此在負(fù)向負(fù)載瞬態(tài)變化的過程中，不可能實(shí)現(xiàn)最小延遲響應(yīng)，而且還將發(fā)生嚴(yán)重的過沖和下沖瞬態(tài)現(xiàn)象。為了減少該現(xiàn)象，必須將額外的電容添加到輸出端。
圖B. 峰值電流模式控制的正向和負(fù)向負(fù)載電流響應(yīng)
在固定頻率下操作的峰值電流控制轉(zhuǎn)換器的第三個(gè)缺點(diǎn)是，當(dāng)占空比大于50%時(shí)，電路是不穩(wěn)定的（圖C），導(dǎo)致發(fā)生分頻諧波振蕩，這將使平均輸出電流下降并且使輸出電流波紋增加。對(duì)于大于50%的占空比，電感電流的增長量（ΔIL1）隨著時(shí)間變大，導(dǎo)致了I2較大的增長量（ΔIL2）。為了解決這一問題，需要進(jìn)行斜坡補(bǔ)償，這增加了設(shè)計(jì)復(fù)雜度。典型的斜坡補(bǔ)償方法是將外部斜坡信號(hào)添加到電感電流信號(hào)。
圖C. 固定頻率峰值電流控制轉(zhuǎn)換器在占空比大于50%時(shí)存在不穩(wěn)定的問題
使用恒定導(dǎo)通時(shí)間谷值電流模式控制方案可以解決上面的問題。該方案被稱為前沿調(diào)制，其中主開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間被設(shè)計(jì)成固定的，基于谷值電流感測(cè)信號(hào)調(diào)制關(guān)斷時(shí)間，并且調(diào)節(jié)開關(guān)周期，使其等于導(dǎo)通時(shí)間加上關(guān)斷時(shí)間。該架構(gòu)能夠提供主開關(guān)的最小導(dǎo)通時(shí)間，有助于在高頻下進(jìn)行操作，因此可以容易地由較高的輸入電壓產(chǎn)生較低電壓輸出。
在低電壓DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器中，主開關(guān)僅在10%的時(shí)間中是導(dǎo)通的，而同步開關(guān)在剩余的90%的時(shí)間中導(dǎo)通。這使得低邊開關(guān)電流比主開關(guān)電流更容易進(jìn)行采樣和處理。
與檢測(cè)電感峰值電流以確定主開關(guān)電流不同，在主開關(guān)的關(guān)斷時(shí)間中對(duì)電感谷值電流采樣。谷值電流感測(cè)方案加上恒定導(dǎo)通時(shí)間設(shè)計(jì)一起減少了回路延遲，因此能夠?qū)崿F(xiàn)更快的瞬態(tài)響應(yīng)。
Ray Ridley（進(jìn)一步閱讀文獻(xiàn)3）提出了這樣一種觀點(diǎn)，當(dāng)外部斜坡等于電流信號(hào)的下降斜坡時(shí)，恒定頻率控制的電流回路增益與恒定導(dǎo)通時(shí)間系統(tǒng)的電流回路增益相同。因此，對(duì)于恒定導(dǎo)通時(shí)間控制，回路增益相對(duì)于占空比保持不變，可以確保在所有條件下都是穩(wěn)定的。相反地，在恒定頻率峰值電流控制方案中，回路增益隨著占空比的增加而增加，如果使用的外部斜坡時(shí)間不夠，則可能導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。
恒定導(dǎo)通時(shí)間可變關(guān)斷時(shí)間轉(zhuǎn)換器能夠在不使用斜坡補(bǔ)償?shù)那闆r下克服占空比大于50%時(shí)使用固定頻率操作不穩(wěn)定的問題。如果負(fù)載電流增加，則周期開始前和周期結(jié)束時(shí)的干擾是相同的，因此轉(zhuǎn)換器保持在穩(wěn)定狀態(tài)，而這與占空比的狀態(tài)無關(guān)。由于該架構(gòu)中不使用固定的時(shí)鐘，因此斜坡補(bǔ)償是多余的。
恒定導(dǎo)通時(shí)間谷值電流控制的一個(gè)顯著優(yōu)點(diǎn)是限制降壓轉(zhuǎn)換器中的短路電流的能力。當(dāng)降壓轉(zhuǎn)換器的輸出短路且高邊開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，輸出電壓變?yōu)榱?，并且電感上的壓降等于VIN。電感電流在 tON時(shí)間內(nèi)迅速增加。電感放電時(shí)間tOFF由VOUT/L確定，VOUT被短路，因此tOFF也增加，。在電流下降到所需的谷值電流限制之前，高邊開關(guān)不會(huì)再次導(dǎo)通。因此，該控制方案在短路條件下僅能傳遞固定的最大電流。
工商網(wǎng)監(jiān)
評(píng)論