基于LM25037的車載逆變器設(shè)計(jì)方案 - 全文

　　摘 要：本文介紹了一種基于電壓前饋型控制芯片LM25037 的車載逆變器設(shè)計(jì)方案，闡述了電路的基本結(jié)構(gòu)、控制方案。由于整流輸出無濾波電感，采用變壓器加入適當(dāng)?shù)臍庀兑越档?a href="http://ttokpm.com/tags/電流/" target="_blank">電流峰值，同時(shí)設(shè)計(jì)了RCD 緩沖電路，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開通，提高了系統(tǒng)效率。并制作了試驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行了驗(yàn)證，實(shí)現(xiàn)了+12VDC 輸入，220V/50Hz AC 輸出。

　　1. 引言

　　隨著汽車的日漸普及，一些220V/50Hz AC 作為輸入的電器設(shè)備，不能直接用在以12VDC 蓄電池供電的汽車上，這樣就大大限制了這些電器的使用范圍，給人們的生活帶了諸多的不便。因此，開發(fā)一款經(jīng)濟(jì)實(shí)用車載逆變電源成為一種需求。車載電源作為各種電子產(chǎn)品的供電設(shè)備，其質(zhì)量的好壞極大地影響著電子設(shè)備的可靠性，其轉(zhuǎn)換效率的高低和帶負(fù)載能力的強(qiáng)弱直接關(guān)系著它的應(yīng)用范圍。目前車載逆變器通常采用DC/DC 高頻升壓部分和DC/AC 逆變兩級(jí)控制，其中DC/AC 逆變有SPWM 逆變和方波逆變兩種。前者輸出電壓低次諧波含量少，輸出濾波器體積小，但是控制復(fù)雜，整機(jī)效率較低；后者輸出電壓低次諧波含量高，輸出濾波器體積較大，控制簡(jiǎn)單可靠，效率較高。

　　本文介紹了一種基于控制芯片 LM25037 的車載逆變器的設(shè)計(jì)。其主要參數(shù)如下：

　　輸入電壓：9.6~16.2VDC

　　輸出電壓：220V（±5V）50Hz（±0.5%）AC

　　輸出功率：150W

　　2.電路的基本結(jié)構(gòu)

　　本逆變電源輸入端為蓄電池（+12V，容量90A·h），輸出端為工頻方波電壓（50Hz，220V）。其結(jié)構(gòu)框圖如圖1 所示。目前，構(gòu)成DC/AC 逆變的新技術(shù)很多，但是考慮到控制的復(fù)雜性、成本以及可靠性，本電源仍然采用典型的二級(jí)變換，即DC/DC變換和DC/AC 逆變。首先由DC/DC 變換將DC12V 電壓逆變?yōu)楦哳l方波，經(jīng)高頻變壓器升壓，再整流濾波得到一個(gè)穩(wěn)定的約310V直流電壓；然后再由DC/AC變換以方波逆變的方式，將穩(wěn)定的直流電壓逆變成有效值稍大于220V的方波電壓；再經(jīng)LC工頻濾波得到有效值為220V的50Hz 交流電壓，以驅(qū)動(dòng)負(fù)載。

　　圖 1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖

　　3.電路設(shè)計(jì)

　　3.1 DC/DC 變換器設(shè)計(jì)

　　由于變壓器原邊電壓較低，為了提高變壓器的利用率采用推挽電路，中心抽頭接蓄電池，兩端接Q1，Q2開關(guān)管交替工作，提高系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率。推挽電路使用較少的開關(guān)器件，減小變壓器體積，提高了輸出功率。

　　3.1.1 控制芯片介紹

　　DC/DC 變換器采用的是美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司（NSC）針對(duì)車載便攜式電源系開發(fā)的16 腳的控制芯片LM25037，該芯片具有一下幾個(gè)方面的特點(diǎn)：采用電壓模式控制；內(nèi)部集成了75V 的啟動(dòng)偏置調(diào)節(jié)器；產(chǎn)生前饋的PWM 鋸齒波；具有遲滯特性的可編程欠壓保護(hù)功能；帶有延時(shí)的定時(shí)器雙重模式的過流保護(hù)功能及保護(hù)后定時(shí)重啟且重啟時(shí)間由用戶設(shè)定；可編程的最大占空比和軟啟動(dòng)；內(nèi)部集成了高精度的誤差放大器和過流比較器，具有外同步等功能；兩路交替輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，適合于推挽、全橋和半橋等拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中。芯片的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

　　圖 2 LM25037 的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖

　　3.1.2 DC/DC 電路設(shè)計(jì)

　　采用LM25027控制的推挽電路原理圖如圖3所示，其工作原理如下：當(dāng)芯片VIN 端加上正向偏置的電壓在5~75V 范圍內(nèi)，芯片內(nèi)部的電壓參考基準(zhǔn)建立，同時(shí)Vin 對(duì)電容C3充電，在每個(gè)開關(guān)周期結(jié)束時(shí)內(nèi)部的MOS 管導(dǎo)通，C3放電，RAMP 腳的電壓為斜率與輸入電壓成正比的鋸齒波。內(nèi)部的1uA 電流源開始以對(duì)SS 腳接的電容C10充電，當(dāng)SS 腳電壓達(dá)到1V，當(dāng)UVLO 腳經(jīng)R4、R5分壓后電壓高于1.25V，輸出占空比由小開始增大，充電電流變?yōu)?00uA 直到SS 腳電壓達(dá)到5V.在每個(gè)開關(guān)周期開始有PWM 輸出高，當(dāng)C3上的電壓達(dá)到給定電壓，PWM 輸出低電平。內(nèi)部或非門控制邏輯OUTA和OUTB 交替輸出。R6可以設(shè)定振蕩器工作的頻率，R7可以設(shè)定死區(qū)時(shí)間。在電路工作期間實(shí)時(shí)檢測(cè)主電路上的電流，當(dāng)采樣電阻上的電壓超過0.25V，輸出脈沖封鎖。同時(shí)內(nèi)部20uA 的電流源對(duì)RES 腳上的電容C9充電，當(dāng)C9上的電壓達(dá)到2V，C9和C10放電 ，SS 端開始軟啟動(dòng)。定時(shí)重啟的時(shí)間由C9的大小設(shè)定。

　　根據(jù)芯片數(shù)據(jù)手冊(cè)設(shè)定開關(guān)頻率為f=51K，死區(qū)時(shí)間為250ns，取R6=62KW ，R7=3KW 。

　　過流保護(hù)后重啟時(shí)間設(shè)定如圖4 所示。

　　圖 3 推挽電路原理圖

　　圖 4 定時(shí)重啟時(shí)序圖。

　　取C8=100pF C10=100nF，則Tres約為10.4ms.

　　其中 U1=1V，U2=5V 。

　　前饋電壓信號(hào)是通過外部的RC 網(wǎng)絡(luò)在每個(gè)開關(guān)周期輸入電壓對(duì)C 充電，在開關(guān)周期末通過芯片內(nèi)部的MOSFEET 對(duì)C 放電得到與輸入電壓成正比的鋸齒波如圖5 所示。

　　圖 5 電壓前饋網(wǎng)絡(luò)。

　　取 C3=100pF，R3=200KW ，其中Tdischarge《50nS， Tsw為振蕩周期，VRAMP為斜坡電壓峰值，Vin 為輸入電壓。

　　3.2 變壓器設(shè)計(jì)

　　在 CCM 模式下變壓器的匝比主要由輸入電壓，輸出電壓及占空比決定。輸入電壓最小為Vin=9.6V，為了防止直通，占空比的最大值Dmax=0.45，輸出電壓Vo=310V，則匝比為：

　　在相同的輸入輸出條件下，DCM 模式下，輸入輸出電壓之比并非與占空比成正比，滿載時(shí)實(shí)際工作占空比比設(shè)定值小。為了提高變流器效率，實(shí)際選取匝比為n=32.

　　采用AP 法估算變壓器磁芯：

　　Po為輸出功率；f 為開關(guān)頻率；Bmax變壓器工作最大磁感應(yīng)強(qiáng)度。

　　選取鐵氧體EE33 磁芯 AP=1.57㎝ 4 Ae=1.23㎝ 2Aw=1.27㎝ 2.

　　原邊匝數(shù)為：

　　實(shí)際取原邊為3 匝，副邊為96 匝。

　　變壓器繞制時(shí)加入了氣隙，一方面為了延緩?fù)仆祀娐反磐柡停硗庖环矫嬗捎谡鬏敵鰶]有濾波電感，實(shí)際工作過程利用了變壓器的漏感，防止開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電流峰值過大。但是加入氣隙后變壓器的漏感增大又會(huì)增大電壓尖峰，故需要加入緩沖電路吸收電壓尖峰。

　　3.3 RCD 箝位電路設(shè)計(jì)

　　為了減小關(guān)斷電壓尖峰，采用接電源正極的RCD箝位電路，如圖6所示。在VT1 關(guān)斷時(shí)，D1 導(dǎo)通，漏感上的能量轉(zhuǎn)移到C1 上，C1 充電延緩了集電極電壓的上升。R1、D1 接入Vdc 的好處是是C1 上的最大電壓僅為Vdc，而不是R1、D1 接地時(shí)的2Vdc，C1 上的電壓應(yīng)力減小。

　　圖 6 RCD 緩沖電路。

　　緩沖電路工作過程分析：

　　工作模式Ⅰ：如圖7 所示，當(dāng)VT1 關(guān)斷時(shí)，漏感Ld1的電壓反向，D1 導(dǎo)通，對(duì)電容C1 充電，變壓器N1上感應(yīng)的電壓極性為上正下負(fù)開始上升，同時(shí)變壓器的N2 繞組上感應(yīng)出與N1 大小相等的電壓，漏感上的部分能量轉(zhuǎn)移到C2 上，C2 上的電壓由上負(fù)下正經(jīng)過變壓器N2 和R2 充電后變?yōu)樯险仑?fù)。

　　圖 7 工作模式Ⅰ。

　　工作模式Ⅱ：如圖8 所示，當(dāng)漏感上的能量釋放完后，勵(lì)磁電感上的能量繼續(xù)對(duì)C1 充電，變壓器N1和N2 上的電壓也相應(yīng)升高，所以VT1 的DS 端上電壓升高，VT2 DS 端電壓降低。

　　圖 8 工作模式Ⅱ。

　　工作模式Ⅲ：如圖9 所示，當(dāng)勵(lì)磁電感比較大時(shí)，電容C1 上的電壓充到上正下負(fù)的電源電壓時(shí)，副邊整流二極管導(dǎo)通，VT1、VT2 漏源電壓分別被箝位在2Vdc和0，故開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通。

　　圖 9 工作模式Ⅲ。

　　緩沖電路的仿真波形如圖10 所示，可以看出緩沖電路能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通。

　　圖10 緩沖電路仿真波形。

　　4.實(shí)驗(yàn)波形

　　以下實(shí)驗(yàn)波形是在Vin=12V 滿載時(shí)測(cè)得。滿載時(shí)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形及DS端的波形分別如如圖11和圖12所示，直流母線電壓及紋波如圖13 和圖14 所示，圖15 為逆變器輸出波形，可以看出各項(xiàng)性能指標(biāo)均能滿足。

　　圖 11 滿載時(shí)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形。

　　圖12 滿載時(shí)開關(guān)管 DS 端電壓波形。

　　圖13 直流母線電壓波形。

　　圖14 直流母線紋波電壓。

　　圖15 變壓器原邊電流波形。

　　圖16 逆變器輸出電壓波形。

　　5.結(jié)束語(yǔ)

　　本文提出了一種基于 LM25037 的車載逆變器設(shè)計(jì)方法，該逆變電源采用集成芯片控制，具有以下幾個(gè)方面的特點(diǎn)：①采用前饋控制，較常用的電壓控制模式動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度要快；②芯片內(nèi)部的保護(hù)功能使外圍的電路簡(jiǎn)單；③逆變電路控制簡(jiǎn)單，性能穩(wěn)定，成本較低。加入RCD 緩沖電路后，開關(guān)管零電壓開通，系統(tǒng)效率提高。經(jīng)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證該車載逆變器工作穩(wěn)定可靠，能夠持續(xù)輸出150W。