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1.摘要
近來(lái)， LLC拓?fù)湟云涓咝?，高功率密度受到廣大電源設(shè)計(jì)工程師的青睞，但是這種軟開(kāi)關(guān)拓?fù)鋵?duì)MOSFET的要求卻超過(guò)了以往任何一種硬開(kāi)關(guān)拓?fù)?。特別是在電源啟機(jī)，動(dòng)態(tài)負(fù)載，過(guò)載，短路等情況下。CoolMOS 以其快恢復(fù)體二極管，低Qg 和Coss能夠完全滿足這些需求并大大提升電源系統(tǒng)的可靠性。
長(zhǎng)期以來(lái)， 提升電源系統(tǒng)功率密度，效率以及系統(tǒng)的可靠性一直是研發(fā)人員面臨的重大課題。 提升電源的開(kāi)關(guān)頻率是其中的方法之一， 但是頻率的提升會(huì)影響到功率器件的開(kāi)關(guān)損耗，使得提升頻率對(duì)硬開(kāi)關(guān)拓?fù)鋪?lái)說(shuō)效果并不十分明顯，硬開(kāi)關(guān)拓?fù)湟呀?jīng)達(dá)到了它的設(shè)計(jì)瓶頸。而此時(shí)，軟開(kāi)關(guān)拓?fù)洌鏛LC拓?fù)湟云洫?dú)具的特點(diǎn)受到廣大設(shè)計(jì)工程師的追捧。但是… 這種拓?fù)鋮s對(duì)功率器件提出了新的要求。
2. LLC 電路的特點(diǎn)
LLC 拓?fù)涞囊韵绿攸c(diǎn)使其廣泛的應(yīng)用于各種開(kāi)關(guān)電源之中：
1. LLC 轉(zhuǎn)換器可以在寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)。
2. 能夠在輸入電壓和負(fù)載大范圍變化的情況下調(diào)節(jié)輸出，同時(shí)開(kāi)關(guān)頻率變化相對(duì)很小。
3. 采用頻率控制，上下管的占空比都為50%.
4. 減小次級(jí)同步整流MOSFET的電壓應(yīng)力，可以采用更低的電壓MOSFET從而減少成本。
5. 無(wú)需輸出電感，可以進(jìn)一步降低系統(tǒng)成本。
6. 采用更低電壓的同步整流MOSFET, 可以進(jìn)一步提升效率。
3. LLC 電路的基本結(jié)構(gòu)以及工作原理
圖1和圖2分別給出了LLC諧振變換器的典型線路和工作波形。如圖1所示LLC轉(zhuǎn)換器包括兩個(gè)功率MOSFET（Q1和Q2），其占空比都為0.5;諧振電容Cr,副邊匝數(shù)相等的中心抽頭變壓器Tr,等效電感Lr,勵(lì)磁電感Lm,全波整流二極管D1和D2以及輸出電容Co。
圖1 LLC諧振變換器的典型線路
圖2 LLC諧振變換器的工作波形
而LLC有兩個(gè)諧振頻率，Cr, Lr 決定諧振頻率fr1; 而Lm, Lr, Cr決定諧振頻率fr2。
系統(tǒng)的負(fù)載變化時(shí)會(huì)造成系統(tǒng)工作頻率的變化，當(dāng)負(fù)載增加時(shí)， MOSFET開(kāi)關(guān)頻率減小， 當(dāng)負(fù)載減小時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率增大。
3.1 LLC諧振變換器的工作時(shí)序
LLC變換器的穩(wěn)態(tài)工作原理如下。
1）〔t1,t2〕
Q1關(guān)斷，Q2開(kāi)通，電感Lr和Cr進(jìn)行諧振，次級(jí)D1關(guān)斷，D2開(kāi)通，二極管D1約為兩倍輸出電壓，此時(shí)能量從Cr, Lr轉(zhuǎn)換至次級(jí)。直到Q2關(guān)斷。
2）〔t2,t3〕
Q1和Q2同時(shí)關(guān)斷，此時(shí)處于死區(qū)時(shí)間， 此時(shí)電感Lr, Lm電流給Q2的輸出電容充電，給Q1的輸出電容放電直到Q2輸出電容的電壓等于Vin.
次級(jí)D1和D2關(guān)斷 Vd1=Vd2=0, 當(dāng)Q1開(kāi)通時(shí)該相位結(jié)束。
3）〔t3,t4〕
Q1導(dǎo)通，Q2關(guān)斷。D1導(dǎo)通， D2關(guān)斷， 此時(shí)Vd2=2Vout
Cr和Lr諧振在fr1, 此時(shí)Ls的電流通過(guò)Q1返回到Vin,直到Lr的電流為零次相位結(jié)束。
4）〔t4,t5〕
Q1導(dǎo)通， Q2關(guān)斷， D1導(dǎo)通， D2關(guān)斷，Vd2=2Vout
Cr和Lr諧振在fr1, Lr的電流反向通過(guò)Q1流回功率地。 能量從輸入轉(zhuǎn)換到次級(jí)，直到Q1關(guān)斷該相位結(jié)束
5）〔t5,t6）
Q1,Q2同時(shí)關(guān)斷， D1,D2關(guān)斷， 原邊電流I（Lr+Lm）給Q1的Coss充電， 給Coss2放電， 直到Q2的Coss電壓為零。 此時(shí)Q2二極管開(kāi)始導(dǎo)通。 Q2開(kāi)通時(shí)相位結(jié)束。
6）〔t6,t7〕
Q1關(guān)斷，Q2導(dǎo)通，D1關(guān)斷， D2 開(kāi)通，Cr和Ls諧振在頻率fr1, Lr 電流經(jīng)Q2回到地。 當(dāng)Lr電流為零時(shí)相位結(jié)束。
3.2 LLC諧振轉(zhuǎn)換器異常狀態(tài)分析
以上描述都是LLC工作在諧振模式， 接下來(lái)我們分析LLC轉(zhuǎn)換器在啟機(jī)， 短路， 動(dòng)態(tài)負(fù)載下的工作情況。
3.21 啟機(jī)狀態(tài)分析
通過(guò)LLC 仿真我們得到如圖3所示的波形，在啟機(jī)第一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，上下管會(huì)同時(shí)出現(xiàn)一個(gè)短暫的峰值電流Ids1 和Ids2. 由于MOSFET Q1開(kāi)通時(shí)會(huì)給下管Q2的輸出電容Coss充電，當(dāng)Vds為高電平時(shí)充電結(jié)束。而峰值電流Ids1和Ids2也正是由于Vin通過(guò)MOSFET Q1 給Q2 結(jié)電容Coss的充電而產(chǎn)生。
圖3 LLC 仿真波形
我們將焦點(diǎn)放在第二個(gè)開(kāi)關(guān)周期時(shí)如圖4,我們發(fā)現(xiàn)此時(shí)也會(huì)出現(xiàn)跟第一個(gè)開(kāi)關(guān)周期類(lèi)似的尖峰電流，而且峰值會(huì)更高，同時(shí)MOSFET Q2 Vds也出現(xiàn)一個(gè)很高的dv/dt峰值電壓。那么這個(gè)峰值電流的是否仍然是Coss引起的呢？ 我們來(lái)做進(jìn)一步的研究。
圖4 第二個(gè)開(kāi)關(guān)周期波形圖
對(duì)MOSFET結(jié)構(gòu)有一定了解的工程師都知道，MOSFET不同于IGBT,在MOSFET內(nèi)部其實(shí)寄生有一個(gè)體二極管，跟普通二極管一樣在截止過(guò)程中都需要中和載流子才能反向恢復(fù)， 而只有二極管兩端加上反向電壓才能夠使這個(gè)反向恢復(fù)快速完成， 而反向恢復(fù)所需的能量跟二極管的電荷量Qrr相關(guān)， 而體二極管的反向恢復(fù)同樣需要在體二極管兩端加上一個(gè)反向電壓。在啟機(jī)時(shí)加在二極管兩端的電壓Vd=Id2 x Ron. 而Id2在啟機(jī)時(shí)幾乎為零，而二極管在Vd較低時(shí)需要很長(zhǎng)的時(shí)間來(lái)進(jìn)行反向恢復(fù)。如果死區(qū)時(shí)間設(shè)置不夠，如圖5所示高的dv/dt會(huì)直接觸發(fā)MOSFET內(nèi)的BJT從而擊穿MOSFET.
圖5
通過(guò)實(shí)際的測(cè)試，我們可以重復(fù)到類(lèi)似的波形，第二個(gè)開(kāi)關(guān)周期產(chǎn)生遠(yuǎn)比第一個(gè)開(kāi)關(guān)周期高的峰值電流，同時(shí)當(dāng)MOSFET在啟機(jī)的時(shí)dv/dt高118.4V/ns. 而Vds電壓更是超出了600V的最大值。MOSFET在啟機(jī)時(shí)存在風(fēng)險(xiǎn)。
圖6
3.22 異常狀態(tài)分析
下面我們繼續(xù)分析在負(fù)載劇烈變化時(shí)，對(duì)LLC拓?fù)鋪?lái)說(shuō)存在那些潛在的風(fēng)險(xiǎn)。
在負(fù)載劇烈變化時(shí)，如短路，動(dòng)態(tài)負(fù)載等狀態(tài)時(shí)，LLC電路的關(guān)鍵器件MOSFET同樣也面臨著挑戰(zhàn)。
通常負(fù)載變化時(shí)LLC 都會(huì)經(jīng)歷以下3個(gè)狀態(tài)。我們稱(chēng)之為硬關(guān)斷， 而右圖中我們可以比較在這3個(gè)時(shí)序當(dāng)中，傳統(tǒng)MOSFET和CoolMOS內(nèi)部載流子變化的不同， 以及對(duì)MOSFET帶來(lái)的風(fēng)險(xiǎn)。
時(shí)序1, Q2零電壓開(kāi)通，反向電流經(jīng)過(guò)MOSFET和體二極管， 此時(shí)次級(jí)二極管D2開(kāi)通，D1關(guān)段。
-傳統(tǒng)MOSFET此時(shí)電子電流經(jīng)溝道區(qū)，從而減少空穴數(shù)量
-CoolMOS此時(shí)同傳統(tǒng)MOSFET一樣電子電流經(jīng)溝道，穴減少，不同的是此時(shí)CoolMOS 的P井結(jié)構(gòu)開(kāi)始建立。
時(shí)序2, Q1和Q2同時(shí)關(guān)斷，反向電流經(jīng)過(guò)MOSFETQ2體二極管。
Q1和Q2關(guān)斷時(shí)對(duì)于傳統(tǒng)MOSFET和CoolMOS來(lái)說(shuō)內(nèi)部電子和空穴路徑和流向并沒(méi)有太大的區(qū)別。
時(shí)序3, Q1此時(shí)開(kāi)始導(dǎo)通，由于負(fù)載的變化， 此時(shí)MOSFET Q2的體二極管需要很長(zhǎng)的時(shí)間來(lái)反向恢復(fù)。當(dāng)二極管反向恢復(fù)沒(méi)有完成時(shí)MOSFET Q2出現(xiàn)硬關(guān)斷， 此時(shí)Q1開(kāi)通，加在Q2體二極管上的電壓會(huì)在二極管形成一個(gè)大電流從而觸發(fā)MOSFET內(nèi)部的BJT造成雪崩。
-傳統(tǒng)MOSFET此時(shí)載流子抽出，此時(shí)電子聚集在PN節(jié)周?chē)?空穴電流擁堵在PN節(jié)邊緣。
-CoolMOS的電子電流和空穴電流各行其道， 此時(shí)空穴電流在已建立好的P井結(jié)構(gòu)中流動(dòng)，并無(wú)電子擁堵現(xiàn)象。
綜上， 當(dāng)LLC電路出現(xiàn)過(guò)載，短路，動(dòng)態(tài)負(fù)載等條件下， 一旦二極管在死區(qū)時(shí)間不能及時(shí)反向恢復(fù)， 產(chǎn)生的巨大的復(fù)合電流會(huì)觸發(fā)MOSFET內(nèi)部的BJT使MOSFET失效。
有的 CoolMOS采用Super Juction結(jié)構(gòu)， 這種結(jié)構(gòu)在MOSFET硬關(guān)斷的狀態(tài)下， 載流子會(huì)沿垂直構(gòu)建的P井中復(fù)合， 基本上沒(méi)有側(cè)向電流， 大大減少觸發(fā)BJT的機(jī)會(huì)。
4. 如何更容易實(shí)現(xiàn)ZVS
通過(guò)以上的分析，可以看到增加MOSFET的死區(qū)時(shí)間，可以提供足夠的二極管反向恢復(fù)時(shí)間同時(shí)降低高dv/dt, di/dt 對(duì)LLC電路造成的風(fēng)險(xiǎn)。但是增加死區(qū)時(shí)間是唯一的選擇么？下面我們進(jìn)一步分析如何夠降低風(fēng)險(xiǎn)提升系統(tǒng)效率。
圖7
對(duì)于LLC 電路來(lái)說(shuō)死區(qū)時(shí)間的初始電流為
而LLC能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS必須滿足
而最小勵(lì)磁電感為
根據(jù)以上3個(gè)等式，我們可以通過(guò)以下三種方式讓LLC實(shí)現(xiàn)ZVS.
第一， 增加Ipk.
第二， 增加死區(qū)時(shí)間。
第三， 減小等效電容Ceq即Coss.
從以上幾種狀況，我們不難分析出。增加Ipk會(huì)增加電感尺寸以及成本，增加死區(qū)時(shí)間會(huì)降低正常工作時(shí)的電壓，而最好的選擇無(wú)疑是減小Coss,因?yàn)闇p小無(wú)須對(duì)電路做任何調(diào)整，只需要換上一個(gè)Coss相對(duì)較小MOSFET即可。??
5. 結(jié)論
LLC 拓?fù)鋸V泛的應(yīng)用于各種開(kāi)關(guān)電源當(dāng)中，而這種拓?fù)湓谔嵘实耐瑫r(shí)也對(duì)MOSFET提出了新的要求。不同于硬開(kāi)關(guān)拓?fù)洌涢_(kāi)關(guān)LLC諧振拓?fù)?，不僅僅對(duì)MOSFET的導(dǎo)通電阻（導(dǎo)通損耗），Qg（開(kāi)關(guān)損耗）有要求，同時(shí)對(duì)于如何能夠有效的實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，如何降低失效率，提升系統(tǒng)可靠性，降低系統(tǒng)的成本有更高的要求。CoolMOS，具有快速的體二極管，低Coss,有的可高達(dá)650V的擊穿電壓，使LLC拓?fù)溟_(kāi)關(guān)電源具有更高的效率和可靠性。
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評(píng)論