關(guān)于反激式LED驅(qū)動(dòng)器的工作原理

作為一種固態(tài)光源，發(fā)光二級(jí)管（LED）具備使用壽命長(zhǎng)、功效出色以及環(huán)保特性，因此得到了廣泛應(yīng)用。目前，LED正在取代現(xiàn)有的照明光源，如白熾燈、熒光燈和HID燈等。若要點(diǎn)亮LED，需要用恒定電流進(jìn)行操作，而且必須具有高功率因數(shù)。除了適用于固態(tài)照明的最新EnergyStar?指令要求功率超過3 W的照明光源具有大于0.9的功率因數(shù)，鎮(zhèn)流器輸入線路電流諧波還需要滿足IEC61000-3-2 C類規(guī)范的要求。

為了達(dá)到這些LED照明應(yīng)用要求，通常會(huì)在低功率（《25 W） LED照明應(yīng)用中使用一個(gè)集成PFC的單級(jí)反激式轉(zhuǎn)換器。此外，在各種反激式拓?fù)潆娐分?，初?jí)端調(diào)節(jié)（PSR）反激式電路是最為經(jīng)濟(jì)高效的解決方案。通過使用具有初級(jí)端調(diào)節(jié)（PSR）的單級(jí)拓?fù)洌琇ED照明電路板無需輸入電解電容和反饋電路，可用極少的外部元件來完成，從而將成本降至最低。圖1所示為單級(jí)PSR反激式LED驅(qū)動(dòng)器電路。

圖 1： 具有高功率因數(shù)的單級(jí)PSR反激式LED驅(qū)動(dòng)器

對(duì)于初級(jí)端調(diào)節(jié)，通常優(yōu)先使用非連續(xù)導(dǎo)通工作模式（DCM），因?yàn)樗芴峁O為精確的輸出調(diào)節(jié)［1］。為了實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)和低總諧波失真（THD），通常會(huì)在開關(guān)頻率固定的DCM反激式轉(zhuǎn)換器中采用恒定導(dǎo)通時(shí)間控制。圖2所示為初級(jí)端開關(guān)電流、次級(jí)端二極管電流和MOSFET開關(guān)柵極信號(hào)的典型理論波形。

圖 2： DCM反激式PFC轉(zhuǎn)換器的時(shí)序和輸入電流

在導(dǎo)通時(shí)間恒定的條件下，平均輸入電流如下式所示：

此處，D為轉(zhuǎn)換器的開關(guān)占空比，為反激變壓器的初級(jí)繞組電感。上式表明輸入電流波形始終跟隨輸入電壓。因此，轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。

然后，可通過下式計(jì)算RMS輸入電流：

為輸入交流電壓達(dá)到最大值時(shí)MOSFET的關(guān)斷瞬態(tài)電感電流。

為了保持DCM工作模式，最大占空比D必須滿足［1］：

為次級(jí)二極管導(dǎo)通時(shí)變壓器初級(jí)端的反射電壓。

為了確保反激式轉(zhuǎn)換器在DCM模式下以單位功率因數(shù)工作并具備低THD性能，通常使用匝數(shù)比相對(duì)較小的變壓器。這類反激式變壓器會(huì)導(dǎo)致較小的開關(guān)占空比，使流過MOSFET開關(guān)和變壓器的峰值以及RMS電流變大，從而造成更多功耗損失。由于峰值開關(guān)電流較高，因此需要用到相對(duì)較大的EMI濾波器。

具有臨界導(dǎo)通工作模式（BCM）的反激式轉(zhuǎn)換器具有零電壓導(dǎo)通特性，可最大程度降低開關(guān)損耗，因此常用作單級(jí)PFC轉(zhuǎn)換器。具有BCM工作模式的單級(jí)PFC反激式轉(zhuǎn)換器工作原理詳見“參考資料”［2］。與DCM工作模式不同，BCM反激式方法由恒定導(dǎo)通時(shí)間和可變開關(guān)頻率控制。用于PFC的BCM反激式方法適用于需要相對(duì)較高PF但總體諧波失真（THD）并不低于10%的很多應(yīng)用。下面的圖3顯示了其初級(jí)端開關(guān)電流、次級(jí)端二極管電流和MOSFET柵極開關(guān)信號(hào)的理論波形。

圖3： BCM反激式PFC轉(zhuǎn)換器的時(shí)序和輸入電流

如“參考資料”［2］中的詳細(xì)介紹，平均輸入電流表述如下：

很遺憾，上文輸入電流等式中的分母使得電流波形呈現(xiàn)出明顯的非正弦形態(tài)，除非比率 非常小。下面的圖4顯示了BCM反激式拓?fù)涞妮斎腚娏鞑ㄐ?，其中RVR為參數(shù)［2］。對(duì)輸入電流波形的諧波分析表明，若RVR為2，則很難獲得低于10%的THD。

圖4： 以RVR作為參數(shù)的BCM反激式拓?fù)漭斎腚娏鞑ㄐ?/span>

在開關(guān)的關(guān)斷期間，開關(guān)上的最大電壓等于峰值輸入電壓加上反射電壓VR。因此，由于MOSFET開關(guān)的額定電壓限制，RVR的可能值范圍僅為1（美國(guó)標(biāo)準(zhǔn)輸入電壓）和2至3（歐洲標(biāo)準(zhǔn)輸入電壓）。對(duì)于采用通用輸入電壓的照明應(yīng)用而言，為了達(dá)到相對(duì)較低的THD，必須使用800 V甚至1000 V MOSFET，以使RVR比率盡可能低。它的開關(guān)頻率也有可能變得非常高，尤其是在高輸入交流電壓的LED調(diào)光應(yīng)用中。

仔細(xì)回顧上述表達(dá)式可得出以下結(jié)論：

1. 無需作為參考用于MOSFET峰值漏極電流的輸入電壓。如果導(dǎo)通時(shí)間在半周期間是恒定的，則峰值漏極電流將會(huì)隨著輸入電壓的變化而變化。

2. 輸入電流波形不理想的主要原因是可變頻率，更確切地說是可變占空比。在漏極電流波形相同的情況下，如果占空比在半周期間保持恒定，則輸入電流將會(huì)是正弦曲線。