開(kāi)關(guān)電源電路設(shè)計(jì)方案

1 摘要

決定拓?fù)溥x擇的一個(gè)重要因素是輸入電壓和輸出/輸入比。圖 1 示出了常用隔離的拓?fù)湎鄬?duì)適用 的電壓范圍。拓?fù)溥x擇還與輸出功率，輸出電壓路數(shù)，輸出電壓調(diào)節(jié)范圍等有關(guān)。一般情況下，對(duì)于 給定場(chǎng)合你可以應(yīng)用多種拓?fù)洌豢赡苷f(shuō)某種拓?fù)鋵?duì)某種應(yīng)用是絕對(duì)地適用，因?yàn)?a target="_blank">產(chǎn)品設(shè)計(jì)還有設(shè)計(jì) 者對(duì)某種拓?fù)涞慕?jīng)驗(yàn)、元器件是否容易得到、成本要求、對(duì)技術(shù)人員要求、調(diào)試設(shè)備和人員素質(zhì)、生 產(chǎn)工藝設(shè)備、批量、軍品還是民品等等因素有關(guān)。因此要選擇最好的拓?fù)?，必須熟悉每種拓?fù)涞拈L(zhǎng)處 和短處以及拓?fù)涞膽?yīng)用領(lǐng)域。如果隨便選擇一個(gè)拓?fù)洌赡芤婚_(kāi)始就宣布新電源設(shè)計(jì)的失敗。

圖 1 各種隔離拓?fù)鋺?yīng)用電壓范圍

2 輸入和輸出

如果輸出與輸入共地，則可以采用非隔離的 Buck，Boost 共地變換器。這些電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，元器 件少。如果輸入電壓很高，從安全考慮，一般輸出 需要與輸入隔離。

在選擇拓?fù)渲?，你首先?yīng)當(dāng)知道輸入電壓變 化范圍內(nèi)，輸出電壓是高于還是低于輸入電壓？例 如，Buck 變換器僅可用于輸出電壓低于輸入電壓的 場(chǎng)合，所以，輸出電壓應(yīng)當(dāng)在任何時(shí)候都應(yīng)當(dāng)?shù)陀?輸入電壓。如果你要求輸入 24V，輸出 15V，就可以采用 Buck 拓?fù)洌坏禽斎?24V 是從 8V～ 80V，你就不能使用 Buck 變換器，因?yàn)?Buck 變換器不能將 8V 變換成 15V。如 果輸出電壓始終高于輸入電壓，就得采用 Boost拓?fù)?/p>

如果輸出電壓與輸入電壓比太大（或太?。┦怯邢拗频?，例如輸入 400V，要求輸出 48V 還是采 用 Buck 變換器，則電壓比太大，雖然輸出電壓始終低于輸入電壓，但這樣大的電壓比，盡管沒(méi)有超 出控制芯片的最小占空比范圍，但是，限制了開(kāi)關(guān)頻率。而且功率器件峰值電流大，功率器件選擇困 難。如果采用具有隔離的拓?fù)?，可以通過(guò)匝比調(diào)節(jié)合適的占空比。達(dá)到較好的性能價(jià)格比。

3 開(kāi)關(guān)頻率和占空比的實(shí)際限制

3.1 開(kāi)關(guān)頻率

在設(shè)計(jì)變換器時(shí)，首先要選擇開(kāi)關(guān)頻率。提高頻率的主要目的是減少電源的體積和重量。而占電 源體積和重量最大的是磁性元件?，F(xiàn)代開(kāi)關(guān)電源中磁性元器件占開(kāi)關(guān)電源的體積（20%～30%），重 量（30%～40%），損耗 20%～30%。根據(jù)電磁感應(yīng)定律有

式中 U－變壓器施加的電壓；N－線圈匝數(shù)；A－磁芯截面積；ΔB－磁通密度變化量；f－變壓器工作 頻率。

在頻率較低時(shí)，ΔB 受磁性材料飽和限制。由上式可見(jiàn)，當(dāng) U 一定時(shí)，要使得磁芯體積減少，匝 數(shù)和磁芯截面積乘積與頻率成反比，提高頻率是減少電源體積的主要措施。這是開(kāi)關(guān)電源出現(xiàn)以來(lái)無(wú) 數(shù)科技工作者主要研究課題。

但是能否無(wú)限制提高開(kāi)關(guān)電源頻率？非也。主要有兩個(gè)限制因素：第一是磁性材料的損耗。高頻 時(shí)一般采用鐵氧體，其單位體積損耗表示為

式中 η －不同材料的系數(shù)；f－工作頻率；Bm－工作磁感應(yīng)幅值。α 和 β 分別為大于 1 的頻率和磁感應(yīng) 損耗指數(shù)。一般α＝1.2～1.7;β=2～2.7。頻率提高損耗加大，為減少損耗，高頻時(shí)，降低磁感應(yīng)Bm 使得損耗不太大，違背了減少體積的目的。否則損耗太大， 效率降低。再者，磁芯處理功率越大，體積越大散熱條件越 差，大功率磁芯也限制開(kāi)關(guān)頻率。

圖 2Buck變換器功率管電流、電壓波形

其次，功率器件開(kāi)關(guān)損耗限制。以 Buck 變換器為例來(lái) 說(shuō)明開(kāi)關(guān)損耗。圖 2 是典型的電流連續(xù) Buck 變換器功率 管電流電壓波形圖?？梢钥吹?，晶體管開(kāi)通時(shí)，集電極電流 上升到最大值時(shí)集電極電壓才開(kāi)始下降。關(guān)斷時(shí)，集電極電 壓首先上升到最大值集電極電流才開(kāi)始下降。假定電壓、電 流上升和下降都是線性的。可以得到開(kāi)關(guān)損耗為

式中tr=tri+trv —開(kāi)通時(shí)電流上升時(shí)間與電壓下降時(shí)間之和；td=tdi+tdv —關(guān)斷時(shí)電壓上升時(shí)間與 電流下降時(shí)間之和。一般 tr+td< T/20。假定 tr＝td＝ts —開(kāi)關(guān)時(shí)間。則

如果電流斷續(xù)，只有關(guān)斷損耗，開(kāi)關(guān)損耗為

可見(jiàn)，開(kāi)關(guān)損耗與頻率、開(kāi)關(guān)時(shí)間成正比。斷續(xù)似乎比連續(xù)開(kāi)關(guān)損耗少一半，但應(yīng)當(dāng)注意，在同 樣輸出功率時(shí)，功率管電流至少是電流連續(xù)時(shí)的一倍，除了器件電流定額加大，成本增加外，導(dǎo)通壓 降損耗也增加。濾波電感磁芯工作在正激變壓器狀態(tài)，磁芯和線圈高頻損耗也將大大增加。雖然，通 過(guò)軟開(kāi)關(guān)技術(shù)可以減少開(kāi)關(guān)損耗，但請(qǐng)注意，軟開(kāi)關(guān)總是利用 LC 諧振，諧振電流（或電壓）很大，諧 振電流通過(guò)晶體管、電感 L 和電容 C，這些元器件也是有損耗的。有時(shí)只提高效率 1～2％，但電路復(fù) 雜，元件數(shù)增多，成本增加，有時(shí)甚至得不償失。目前用 MOSFET 開(kāi)關(guān)的電源，功率在 5kW 以下，工作 頻率一般在 200kHz 以下。BJT 最高達(dá) 50kHz 。3kW 以上采用 IGBT 的最高 30kHz。用 MOSFET 與 IGBT （BJT）組合管最高也不超過(guò) 100kHz。變換功率幾十瓦，當(dāng)然工作頻率可以提高。

此外，變換功率越大，電流電壓越大，如果大功率管與小功率管相同的電流上升和下降速率，大 功率管需要更長(zhǎng)的開(kāi)關(guān)時(shí)間。何況大功率器件芯片面積大，為避免電流集中降低開(kāi)關(guān)時(shí)電流升降速率 也增加了開(kāi)關(guān)時(shí)間。可見(jiàn)，變換功率越大，允許開(kāi)關(guān)頻率越低。

如果你聽(tīng)說(shuō)他的開(kāi)關(guān)電源工作頻率可達(dá)幾個(gè) MHz，你得問(wèn)問(wèn)他的變換功率有多大？

3.2 占空度

開(kāi)關(guān)變換器的變換比（輸出電壓與輸入電壓比）太大或太小是有限制的。首先，變換器占空比 （開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間與開(kāi)關(guān)周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓?fù)渲校伎毡炔荒艽笥?.5?？傊?，通用 PWM控制 IC芯片通常不保證占空比能大于 0.85；有些芯片在合理的工作頻率下，也 不保證占空比在 0.05以下能以較小的損耗快速驅(qū)動(dòng) MOSFET的柵極。

例如，開(kāi)關(guān)頻率為 250kHz，周期為 4μs，如果占空比是 0.1，MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間僅為 0.4μs，要 是 MOSFET 的開(kāi)通時(shí)間為 0.1μs，關(guān)斷時(shí)間也為 0.1μs，幾乎大部分導(dǎo)通時(shí)間被過(guò)渡時(shí)間“吃”掉了， 損耗加大。這就為什么變換功率越高，工作頻率越低的原因之一。

不管控制 IC和高電流柵極驅(qū)動(dòng)等等，只要不將占空比設(shè)計(jì)在最小 0.1和最大 0.8（對(duì)于 0.5限制度 變換器為 0.45）之外，那就不必?fù)?dān)心。

如果采用的拓?fù)溆凶儔浩?，變比可以調(diào)節(jié)占空度。但變比也有限制。如果變比太大或太小，初級(jí) 與次級(jí)導(dǎo)線尺寸相差太大，線圈繞制發(fā)生困難。一般初級(jí)與次級(jí)匝比最大為 10:1,最小為 1:10。要是你 需要由很低的電壓獲得高壓，你是否考慮采用兩級(jí)變換器或次級(jí)采取倍壓電路提升電壓。

4 幾個(gè)輸出？

緊接占空比的問(wèn)題是多少輸出。例如，如果不是 1 個(gè)輸出，Buck 是不適合的。在有些情況下，可以加后續(xù)調(diào)節(jié)器得到另一個(gè)電壓，實(shí)際的例子是用 Buck 變換器產(chǎn)生 5V 輸出，再由線性調(diào)節(jié)器（或另 一個(gè)開(kāi)關(guān)）從 5V輸入產(chǎn)生一個(gè) 3.3V輸出。但相關(guān)的瞬態(tài)、噪聲、損耗應(yīng)滿足要求。

最壞的情況下，設(shè)計(jì)多個(gè)獨(dú)立的變換器，而不是采用復(fù)雜的許多線圈的磁元件。在開(kāi)始設(shè)計(jì)之 前，你得考慮考慮，要是采用多輸出變換器，或許節(jié)省了幾塊錢的控制 IC，但可能花幾十塊錢做那個(gè) 復(fù)雜的多線圈磁元件。在設(shè)計(jì)之前，首先應(yīng)權(quán)衡磁元件、電路元件及附加成本，不要就事論事。

5 隔離

在設(shè)計(jì)前預(yù)先要知道次級(jí)與初級(jí)是否需要隔離。如輸入由電網(wǎng)或高壓供電，作為商品有安全規(guī)范 （以及 EMI 問(wèn)題）需要隔離的要求。典型的例子是輸入與輸出有 500V 交流耐壓要求。你知道安全要 求后，有些拓?fù)?，像沒(méi)有隔離的 Buck,Boost等等將排除在外。

6 EMI

在設(shè)計(jì)開(kāi)始時(shí)就要想到 EMI 問(wèn)題，不要等到設(shè)計(jì)好了再考慮 EMI。有些拓?fù)淇赡苡性S多成功地避 免 EMI 問(wèn)題。如果是不隔離的系統(tǒng)，因?yàn)樵谙到y(tǒng)中不涉及到第三根導(dǎo)線，如單獨(dú)用電池供電，就沒(méi)有 共模噪聲，這使你濾波變得容易。

此外，某些拓?fù)渚褪潜绕渌負(fù)渚哂懈嗟脑肼暋^(qū)別在于某些拓?fù)湓诿總€(gè)周期的部分時(shí)間與輸 入斷開(kāi)，引起輸入電流的中斷。如果輸入電流連續(xù)，就沒(méi)有陡峭的上升和下降沿，電流不會(huì)為零，就 容易濾波。

Buck 變換器就是輸入電流斷續(xù)的一個(gè)例子，因?yàn)楫?dāng)開(kāi)關(guān)打開(kāi)時(shí)，輸入電流為零。Boost 變換器的 電感始終接在輸入回路中，但輸入電流是否連續(xù)取決于 Boost是否工作在斷續(xù)還是連續(xù)。

筆者建議大功率電源最好不要采用輸入電流斷續(xù)的拓?fù)?，因?yàn)槟切┩負(fù)渫ǔＰ枰芑ㄥX的磁元 件。

7 BJT，MOSFET 還是 IGBT?

拓?fù)溥x擇與所能用的功率器件有關(guān)。就目前可以買到的功率器件有雙極型（BJT）功率管， MOSFET 和 IGBT。雙極型管的電壓定額可超過(guò) 1.5kV，常用 1kV 以下，電流從幾 mA 到數(shù)百 A；MOSFET 在 1kV 以下，常用 500V 以下,電流數(shù) A 到數(shù)百 A；IGBT 電壓定額在 500V 以上，可達(dá)數(shù) kV，電流數(shù)十 A到數(shù) kA。

不同的器件具有不同的驅(qū)動(dòng)要求：雙極型晶體管是電流驅(qū)動(dòng)，大功率高壓管的電流增益低，常用 于單開(kāi)關(guān)拓?fù)洹Ｔ诘凸β实街械裙β史秶?，除了特別的理由以外，90%選擇 MOSFET。

理由之一是成本。如果產(chǎn)品產(chǎn)量大，雙極性管仍然比 MOSFET 便宜。但是使用雙極型功率管就意 味著開(kāi)關(guān)頻率比 MOSFET低，因此磁元件體積比較大。這樣是否還合算？你得仔細(xì)研究研究成本。

高輸入電壓（380V）時(shí)，或推挽拓?fù)浼由纤矐B(tài)電壓要求雙倍以上電壓，選擇功率管你可能感到為 難，如果采用雙極型管，你可以買到 1500V雙極型管，而目前能買到 MOSFET最大電壓為 1000V，導(dǎo) 通電阻比 BJT 大。當(dāng)然，你可能考慮用 IGBT，遺憾的是 IGBT 驅(qū)動(dòng)雖然像 MOSFET，而它的開(kāi)關(guān)速 度與雙極型管相似，有嚴(yán)重的拖尾問(wèn)題。

可見(jiàn)，低壓（500V）以下，基本上是 MOSFET 天下，小功率（數(shù)百瓦）開(kāi)關(guān)頻率數(shù)百 kHz。IGBT 定額一般在 500V 以上，電流數(shù)十 A 以上，主要應(yīng)用于調(diào)速，基本上代替高壓達(dá)林頓雙極型管。工作頻率最高可達(dá) 30kHz，通常在 20kHz左右。因?yàn)閷?dǎo)通壓降大，不用于 100V以下。

圖 3. 提高功率開(kāi)關(guān)頻率

（a） IGBT與 MOSFET并聯(lián) （b） BJT與 MOSFET串聯(lián)

為了提高IGBT或BJT的開(kāi)關(guān)速度，也可將MOSFET與 BJT或IGBT組合成復(fù)合管。圖 3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT 與 50V/60A的MOSFET串聯(lián)，用于三相 380V整流電感濾 波輸入（510V）雙端正激 3kW通信電源中。導(dǎo)通時(shí)首先 驅(qū)動(dòng)功率MOSFET，這時(shí)BJT工作在共基極組態(tài)，發(fā)射極 輸入電流，或因MOSFET導(dǎo)通漏極電壓下降，BJT發(fā)射結(jié) 正偏，產(chǎn)生基極電流，導(dǎo)致集電極電流，通過(guò)比例驅(qū)動(dòng)電 路形成正反饋，使得BJT飽和導(dǎo)通。當(dāng)關(guān)斷時(shí)，首先關(guān)斷 MOSFET，發(fā)射結(jié)反偏，使得BJT迅速關(guān)斷。共基極頻率 特性是共射極的β倍。提高了關(guān)斷速度。低壓MOSFET導(dǎo) 通電阻只有mΩ數(shù)量級(jí)，導(dǎo)通損耗很小。實(shí)際電路工作頻 率為 50kHz。

MOSFET 與 IGBT 并聯(lián)也是利用 MOSFET 的開(kāi)關(guān)特性。要達(dá)到這一目的，應(yīng)當(dāng)這樣設(shè)計(jì) MOSFET 和 IGBT 的驅(qū)動(dòng)：開(kāi)通時(shí)，PWM 信號(hào)可同時(shí)或首先驅(qū)動(dòng) MOSFET 導(dǎo)通，后導(dǎo)通 IGBT。IGBT 零電壓導(dǎo)通。關(guān)斷時(shí)，先關(guān)斷 IGBT，IGBT 是零電壓關(guān)斷；在經(jīng)過(guò)一定延遲關(guān)斷 MOSFET。MOSFET 承擔(dān)開(kāi)關(guān)損耗；在導(dǎo)通期間，高壓 MOSFET 導(dǎo)通壓降大于 IGBT，大部分電流流過(guò) IGBT， 讓 IGBT承擔(dān)導(dǎo)通損耗。這種組合實(shí)際例子工作頻率 50kHz，3kW半橋拓?fù)洹?/p>

8 連續(xù)還是斷續(xù)

電感(包括反激變壓器)電流（安匝）連續(xù)還是斷續(xù)：在斷續(xù)模式的變換器中，電感電流在周期的 某些時(shí)刻電流為零。電流（安匝）連續(xù)是要有足夠的電感量維持最小負(fù)載電流ILmin（包括假負(fù)載）， 在周期的任何時(shí)刻電感都應(yīng)當(dāng)有電流流通。即

其中T－開(kāi)關(guān)周期；D＝Ton/T－占空比；Ton－晶體管導(dǎo)通時(shí)間。我們假定整流器的正向壓降與輸出電 壓相比很小。要是最小負(fù)載電流為零，你必須進(jìn)入斷續(xù)模式。

在實(shí)際電源設(shè)計(jì)時(shí)，一般電源有空載要求，又不允許電感體積太大，在輕載時(shí)肯定斷續(xù)，在這種 情況下，有時(shí)設(shè)置假負(fù)載，并當(dāng)負(fù)載電流超過(guò)使假負(fù)載斷開(kāi)，否則可能引起閉環(huán)控制的穩(wěn)定性問(wèn)題， 應(yīng)當(dāng)仔細(xì)設(shè)計(jì)反饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。

同步整流是一個(gè)例外。變換器應(yīng)用同步整流總是連續(xù)模式，沒(méi)有最小電感要求。

9 同步整流

在現(xiàn)今許多低輸出電壓應(yīng)用場(chǎng)合，變換器效率比成本更（幾乎）重要。從用戶觀點(diǎn)來(lái)說(shuō)，比較貴 的但高效率的變換器實(shí)際上是便宜的。如果一臺(tái)計(jì)算機(jī)電源效率低，真正計(jì)算時(shí)間常常很少，而待機(jī) 時(shí)間很長(zhǎng)，將花費(fèi)更多的電費(fèi)。

如果效率很重要，就要考慮采用同步整流技術(shù)。即輸出整流采用 MOSFET。當(dāng)今可買到許多 IC 驅(qū)動(dòng)芯片既能驅(qū)動(dòng)場(chǎng)效應(yīng)管，也能很好驅(qū)動(dòng)同步整流器。

采用同步整流的另一個(gè)理由是它將電流斷續(xù)模式工作的變換器轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏鬟B續(xù)工作模式。這是因 為即使沒(méi)有負(fù)載，電流可以在兩個(gè)方向流通（因?yàn)?MOSFET 可以在兩個(gè)方向?qū)ǎ＿\(yùn)用同步整流， 解除了你對(duì)模式改變的擔(dān)心（模式改變可能引起變換器的不穩(wěn)定）和保證連續(xù)的最小電感要求。

圖 4 (a) 二極管整流變換器和(b)同步整流變換器

同步整流一個(gè)問(wèn)題這里值得提一下。主開(kāi)關(guān)管在同步整流導(dǎo)通前關(guān)斷，反之亦然。如果忽略了這樣處理，將產(chǎn)生穿通現(xiàn)象，即 輸入（或輸出）電壓將直接對(duì)地短路，而造 成很高的損耗和可能導(dǎo)致失效。在兩個(gè) MOSFET 關(guān)斷時(shí)間，電感電流還在流。通 常，MOSFET 體二極管不應(yīng)當(dāng)流過(guò)電流，因 為這個(gè)二極管恢復(fù)時(shí)間很長(zhǎng)。如假定 MOSFET 截止時(shí)體二極管流過(guò)電流，當(dāng)體二 極管恢復(fù)時(shí)，它在反向恢復(fù)起短路作用，所 以一旦輸入（或輸出）到地通路，發(fā)生穿 通，就可能導(dǎo)致變換器失效，如圖 4（b）所示。解決這個(gè)問(wèn)題可用一個(gè)肖特基二極管與 MOSFET 的體二極管并聯(lián)，讓它在場(chǎng)效應(yīng)管截止時(shí)流過(guò) 電流。（因?yàn)樾ぬ鼗恼驂航当润w二極管低，肖特基幾乎流過(guò)全部電流，體二極管的反向恢復(fù)時(shí)間 與關(guān)斷前正向電流有關(guān)，所以這時(shí)可以忽略）

10 電壓型與電流型控制

開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)要預(yù)先考慮是采用電壓型還是電流型控制，這是一個(gè)控制問(wèn)題。幾乎每個(gè)拓?fù)涠伎?以采用兩者之一。電流型控制可以逐個(gè)周期限制電流，過(guò)流保護(hù)也變得容易實(shí)現(xiàn)。同時(shí)對(duì)推挽或全橋 變換器可以克服輸出變壓器的磁偏。但如果電流很大，電流型需要檢測(cè)電阻（損耗很大功率）或互感 器（花費(fèi)很多錢）檢測(cè)電流，就可能影響你的選擇。不過(guò)這樣過(guò)流保護(hù)檢測(cè)倒是順?biāo)浦哿?。但是?如果你把電流控制型用于半橋變換器，有可能造成分壓電容電壓不平衡。所以對(duì)于大功率輸出，應(yīng)當(dāng) 考慮選擇那一種更好。

11 結(jié)論

最好你在設(shè)計(jì)一個(gè)電源之前，應(yīng)當(dāng)預(yù)先知道你的電源工作的系統(tǒng)。詳細(xì)了解此系統(tǒng)對(duì)電源的要求 和限制。對(duì)系統(tǒng)透徹地了解，可大大降低成本和減少設(shè)計(jì)時(shí)間。

實(shí)際操作時(shí)，你可以從變換器要求的規(guī)范列一個(gè)表，并逐條考慮。你將發(fā)現(xiàn)根據(jù)這些規(guī)范限制你 可以選擇的拓?fù)鋬H是一個(gè)到兩個(gè)，而且根據(jù)成本和尺寸拓?fù)溥x擇很容易。一般情況下，可根據(jù)以上各 種考慮選擇拓?fù)洌?/p>

1.升壓還是降壓：輸出電壓總是高于還是低于輸入電壓？如果不是，你就不能采用 Buck 或 Buck/Boost.

2. 占空度：輸出電壓與輸入電壓比大于 5 嗎？如果是，你可能需要一個(gè)變壓器。計(jì)算占空度保證它 不要太大和太小。

3. 需要多少組輸出電壓？如果大于 1,除非增加后續(xù)調(diào)節(jié)器，一般需要一個(gè)變壓器。如果輸出組別太 多，建議最好采用幾個(gè)變換器。

4. 是否需要隔離？多少電壓？隔離需要變壓器。

5. EMI 要求是什么？如果要求嚴(yán)格，建議不要采用像 Buck 一類輸入電流斷續(xù)的拓?fù)?，而選擇電流連 續(xù)工作模式。

6. 成本是極其重要嗎？小功率高壓可以選擇 BJT。如果輸入電壓高于 500V，可考慮選擇 IGBT。反 之，采用 MOSFET。

7. 是否要求電源空載？如果要求，選擇斷續(xù)模式，除非采用問(wèn)題 8。也可加假負(fù)載。

8. 能采用同步整流？這可使得變換器電流連續(xù)，而與負(fù)載無(wú)關(guān)。

9. 輸出電流是否很大？如果是，應(yīng)采用電壓型，而不是電流型

12 拓?fù)溥x擇

現(xiàn)在從拓?fù)湟话阈杂懻摰教囟ㄍ負(fù)?，假定你熟?Buck 類變換器，如圖 5 所示。用它代替這一類 拓?fù)?，集中在每種拓?fù)鋵?shí)際的困難，并圍繞這些困難解決的可能性。集中在能預(yù)先選擇最好拓?fù)?使你 不至于花費(fèi)很多時(shí)間設(shè)計(jì)和調(diào)試。

a. Buck變換器

圖 5 Buck變換器

限制

如一般考慮指出的，還要給 Buck拓?fù)漕A(yù)先增加有許多限制

1. 雖然一個(gè) Buck變換器概念上很清楚沒(méi)有變壓器，只有一個(gè) 電感，這意味著不可能具有輸入與輸出隔離。

2. Buck 僅能降低輸入電壓，如果輸入小于要求的輸出，變換 器不能工作 。

3. Buck 僅有一個(gè)輸出。如果你要由 5V 變?yōu)?3.3V，這是好的。但除非愿意加第二個(gè)后繼調(diào)節(jié)器，像線 性穩(wěn)壓器，你可以看到在許多多路輸出時(shí)這樣應(yīng)用的。

4. 雖然 Buck 可以工作在連續(xù)和斷續(xù)，但輸入電流總是斷續(xù)的。這意味著在晶體管截止的部分開(kāi)關(guān)周 期輸入電流下降到零。這使得輸入 EMI濾波比其它拓?fù)湫枰拇蟆?/p>

柵極驅(qū)動(dòng)困難

Buck的驅(qū)動(dòng)十分麻煩。麻煩在于導(dǎo)通一個(gè)N－溝道MOSFET，柵極電壓至少要 5V,或許大于輸入電 壓 10V（邏輯電路輸出分別為 1V和 5V）。但是你如何產(chǎn)生一個(gè)電壓高于輸入呢？這個(gè)問(wèn)題最容易的 方法應(yīng)用P－溝道MOSFET，它正好能被柵極到地的信號(hào)驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通。遺憾的是P溝道MOSFET通常導(dǎo)通 電阻RDS比N溝道大，而且價(jià)格貴。此外輸入電壓必須小于 20V，以避免擊穿柵極，應(yīng)用場(chǎng)合受到限 制。實(shí)際這樣采用P溝道MOSFET：用一個(gè)下拉電阻，你通常得不到有效導(dǎo)通柵極的足夠的開(kāi)關(guān)速度， 最終你再實(shí)驗(yàn)室折騰了幾天之后還是采用N溝道MOSFET。

除了很低輸入電壓變換器，Buck變換器總是采用 N溝道 MOSFET。

圖 6用耦合變壓器驅(qū)動(dòng) Buck變換器

圖 7 驅(qū)動(dòng) Buck變換器用浮動(dòng)電源

驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O普遍的方法是用一個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)隔離變壓器將柵極與驅(qū)動(dòng)隔離開(kāi)來(lái)（圖 6）

隔離變壓器輸入端的電容避免當(dāng)輸入邊高電平時(shí)的直流分量。次級(jí)電容和二極管恢復(fù)電壓?jiǎn)蜗蛐?－否則在初級(jí) 12V 輸入，在次級(jí)成了±6V 驅(qū)動(dòng)。柵極電阻總是必須的（參看以后的討論），而柵－ 源電阻是放電通路：如果柵極由于某種原因停止開(kāi)關(guān)，柵極最終截止。

實(shí)際應(yīng)用：選擇柵極驅(qū)動(dòng)的兩個(gè)電容至少大于柵極電容－記住此電容構(gòu)成一個(gè)帶有電容的驅(qū)動(dòng) 器，因此你可以得到 90%的驅(qū)動(dòng)電壓。

雖然此驅(qū)動(dòng)電路相當(dāng)便宜且工作得很好，它限制最大占空度，因?yàn)樽儔浩餍枰獜?fù)位時(shí)間。

用一個(gè)獨(dú)立的電源，例如用推挽變換器產(chǎn)生一個(gè)相對(duì)于 MOSFET 源極的直流電壓，允許極快驅(qū)動(dòng) 柵極（圖 7）。如果推挽變換器的電源是穩(wěn)壓的，它不需要閉環(huán)，固定占空度即可。你可以用一個(gè)驅(qū) 動(dòng) IC 芯片，實(shí)現(xiàn)快速驅(qū)動(dòng) MOSFET。但此電路還有些貴（你可以用一個(gè) 555 定時(shí)器形成 50%占空 度）。

你還需要一個(gè)信號(hào)浮動(dòng)系統(tǒng)控制柵極。信號(hào)傳輸不應(yīng)當(dāng)有較大傳輸延遲，不要用像 4N48 這樣慢 速光耦。為避免另外的變壓器，即使很高輸入電壓光耦 HCPL2601 系列有很好的傳輸特性，因?yàn)樗?有優(yōu)良的 dV/dt定額。

b.反激變換器

圖 8 非隔離反激(Boost) 變換器 圖 9 隔離的反激變換器

類型

凡是在開(kāi)關(guān)管截止時(shí)間向負(fù)載輸出能量的統(tǒng)稱為反激變換器。有兩類反激變換器－不隔離（圖 8）和隔離（圖 9）反激變換器。為了避免名稱上的混淆，我們來(lái)說(shuō)明其工作原理。

我們以一定占空度導(dǎo)通反激變換器的開(kāi) 關(guān)，當(dāng)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓加在電感上，使 得電流斜坡上升，在電感中存儲(chǔ)能量。當(dāng)開(kāi)關(guān) 斷開(kāi)時(shí)，電感電流流經(jīng)二極管并向輸出電容以 及負(fù)載供電。

隔離的反激工作原理基本相似。在開(kāi)關(guān)導(dǎo) 通時(shí)間，能量存儲(chǔ)在變壓器的初級(jí)電感中。注 意同名端‘●’端，我們看到當(dāng)開(kāi)關(guān)截止時(shí)， 漏極電壓上升到輸入電壓，引起次級(jí)對(duì)地電壓 上升，這迫使二極管導(dǎo)通，提供輸出電流到負(fù) 載和電容充電。

非隔離反激－Boost 或 Buck/Boost－只有一 個(gè)輸出（沒(méi)有方法使它多于一個(gè)），輸出與輸 入不隔離。并且 Boost 輸出不能低于輸入電壓－即使您完全關(guān)斷開(kāi)關(guān)管，輸出等于輸入電壓（減去二極管壓降）。而 Buck/Boost 僅可輸出負(fù)壓（圖 10）。換句話說(shuō)，反激僅可作為一個(gè)單線圈電感處理。

圖 10 用 Buck/Boost將正壓變換為負(fù)電壓

如果變壓器有多個(gè)次級(jí)線圈，隔離反激可有多個(gè)輸出。而 且所有輸出之間以及初級(jí)相互隔離的。而且，只要調(diào)節(jié)初級(jí)與 各次級(jí)匝比，輸出可以做成任意大小,變壓器是一個(gè)多線圈磁 元件。

連續(xù)和斷續(xù)

兩類反激變換器都可以工作在電流連續(xù)和斷續(xù)。盡管一般 反激能夠沒(méi)有死負(fù)載下空載運(yùn)行。（在空載時(shí)，開(kāi)關(guān)一直關(guān) 斷，直到電容自放電降低電壓時(shí)才導(dǎo)通，給出一個(gè)單脈沖，所 謂‘脈沖跳躍’模式）。對(duì)于空載模式，變換器工作在斷續(xù)模式，如前所說(shuō)，最好不改變模式，否則 閉環(huán)穩(wěn)定困難。大多數(shù)小功率，要求快速相應(yīng)的反激變換器工作在斷續(xù)模式。

電容限制

當(dāng)反激晶體管截止時(shí)，存儲(chǔ)在初級(jí)電感中的能量從次級(jí)線圈釋放出來(lái)。因?yàn)榇渭?jí)沒(méi)有濾波電感， 全部峰值電流直接流入電容。在較高功率水平時(shí)，很難找到足夠處理這個(gè)紋波電流定額的電容。應(yīng)當(dāng) 記?。耗惚仨氂?jì)算電容是否能處理的有效值電流。作為例子，如果是 5V 輸出電壓，10A（這大約是反 激的最大電流，看下面），在此功率水平下，占空度是 0.5。變壓器在周期一半的期間要傳輸整個(gè)周期 50W 功率（因?yàn)檎伎斩仁?0.50）。所以在二極管導(dǎo)通時(shí)間傳輸?shù)碾娏骷颖叮ㄟB續(xù)），次級(jí)有效值電流 為

這樣極高的電流需要許多鋁或鉭電容并聯(lián)，除非運(yùn)用昂貴的多層疊層電容。反激變換器輸出故障 主要是由于電容失效引起的。

功率限制

反激變換器通常可以輸出最大功率在低輸入電壓時(shí)大約在 50W 左右（有時(shí)或許有人告訴你他能制 造出 500W 反激變換器，但是他從不告訴你在生產(chǎn)線上做出來(lái)）。在任何情況下，功率輸出反比于電 感量，要得到大輸出功率需要較小的電感量（在磁元件中討論）。此時(shí)你在合理的頻率得到高達(dá) 50W 輸出，電感是很?。〝?shù)值上幾乎和雜散電感同數(shù)量級(jí)）；這幾乎不可能設(shè)計(jì)出如意的產(chǎn)品。例如磁芯 銷售商導(dǎo)線稍微變化，將引起電感變化足以使你得不到最大功率輸出。

低電壓輸入，限制反激設(shè)計(jì)少于 50W；而高電壓輸入大些。

輸出數(shù)量的實(shí)際限制

當(dāng)然，對(duì)于所有變換器，多組線圈繞制困難。但是，對(duì)于一個(gè)隔離的反激變換器此困難是至關(guān)重 要的。每個(gè)輸出的電壓調(diào)節(jié)與每個(gè)線圈的漏感有關(guān)，因?yàn)槁└袦p少了傳輸?shù)捷敵龅碾妷?。所以要得?很好的輸出公差，漏感要小到可以忽略（幾乎不可能，因?yàn)橛袣庀叮?，或每個(gè)單元相同，使他們可以 補(bǔ)償?shù)?。如果你想繞多線圈來(lái)控制所有線圈的漏感幾乎是不可能的。按照設(shè)計(jì)者話說(shuō)，反激變換器 “反激比正激變換器便宜，因?yàn)樗恍枰姼小?。不幸的是在生產(chǎn)以后,銷售商的線圈離開(kāi)磁元件公 司，同時(shí)從此以后沒(méi)有人能繞這種能使電路正常工作的變壓器。

如果你需要 3~4個(gè)輸出，請(qǐng)不要采用反激變換器拓?fù)?。采用正激變換器總規(guī)要便宜些。

c. 升壓和降壓

圖 11 非隔離的 Buck/Boost變換器

圖 10 雖然輸出可以大于或小于輸入電壓，但輸出是負(fù) 壓。圖 11 所示電路是一個(gè)降壓－升壓電路輸出是正壓。是升 還是將取決于輸出電壓高于還是低于輸入電壓，它們之間的轉(zhuǎn) 換時(shí)自動(dòng)區(qū)分成的，沒(méi)有間隔。

在 Buck-Boost 變換器中，兩個(gè)開(kāi)關(guān)同時(shí)導(dǎo)通，并同時(shí)關(guān) 斷?，F(xiàn)在考慮第一種情況，輸入電壓高于輸出電壓。上部晶體 管作為 Buck 開(kāi)關(guān)（參看圖 5），陽(yáng)極接地二極管作為續(xù)流二 極管。因?yàn)橄虏烤w管與上部晶體管同時(shí)導(dǎo)通，整個(gè)輸入電壓 加在電感上，電流斜坡上升。當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)截止時(shí)，陽(yáng)極接地二極管導(dǎo)通，另一個(gè)二極管正激導(dǎo)通。作為 Buck變換器。

第二種情況假定輸入電壓低于輸出電壓。接地晶體管現(xiàn)在作為升壓開(kāi)關(guān)，第二個(gè)二極管作為反激 整流器。再者，兩個(gè)開(kāi)關(guān)同時(shí)導(dǎo)通，當(dāng)導(dǎo)通時(shí)全部輸入電壓加在電感上。按照前面說(shuō)明：在兩種情況 下，不管 Buck 還是 Boost，整個(gè)輸入電壓加在電感上。但這意味著對(duì)于兩種模式相同的控制電路，而 且變換器不在兩種模式之間轉(zhuǎn)換。所以，環(huán)路穩(wěn)定性也是一目了然。

可見(jiàn) Buck –Boost 綜合了 Buck 和 Boost 變換器。作為 Buck 變換器，它沒(méi)有輸入－輸出隔離，而 且僅有一個(gè)輸出。作為一個(gè) Boost，有一個(gè)最大實(shí)際輸出功率。而且最終除非你用兩個(gè) MOSFET 代替 兩個(gè)（肖特基）二極管做成同步整流，否則效率比較低。但是要達(dá)到同步整流需要四個(gè)輸出的驅(qū)動(dòng) （或許一個(gè)全橋 PWM IC）。還有工作在整個(gè)輸入電壓范圍和控制這個(gè)拓?fù)涞?IC的出現(xiàn)使 Buck-Boost 拓?fù)淇赡苡形Α?/p>

d. 正激變換器

圖 12 基本正激變換器

正激變換器(圖 12)工作完全不同于電路相似的反激變換器。關(guān)鍵在于晶體管導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓 加在變壓器初級(jí)，輸出二極管正偏導(dǎo)通；而反激當(dāng)晶體管截止時(shí)，二極管導(dǎo)通。因此能量不像反激那 樣存儲(chǔ)在初級(jí)電感中。變壓器是真正意義上的變壓器。當(dāng)晶體管截止時(shí)，僅存儲(chǔ)在變壓器漏感和激磁 電感能量。這將使得漏極電壓高于輸入電壓，復(fù)位磁芯。

最小負(fù)載

正激變換器是那種需要一個(gè)最小負(fù)載的變換器。濾波電感需 要足夠大，以保證它的峰值紋波電流小于最小負(fù)載電流。否則將 出現(xiàn)斷續(xù)，輸出電壓上升，峰值檢測(cè)。這意味著正激變換器不能 工作在空載狀態(tài)，因?yàn)椴荒芫哂袩o(wú)限大電感。

隨直流偏置變化的電感，像 Mpp 磁芯是一個(gè)最好的選擇。電感量隨電流增加而減少。在最小負(fù)載時(shí)，你得到的電感較大， 保持電流連續(xù)，而在最大負(fù)載時(shí)，你仍然具有足夠的電感，而又 不太大。你允許紋波電流隨著負(fù)載電流增加而增加，以至于不必 設(shè)計(jì)的電感體積大維持最大負(fù)載的全部電感。但是應(yīng)當(dāng)注意閉環(huán) 的穩(wěn)定性。因?yàn)樽兓碾姼性斐蓚鬟f函數(shù)嚴(yán)重的非線性。

對(duì)付最小負(fù)載普通方法是加一個(gè)假負(fù)載永久接在輸出端，作為變換器的一部分。因此，即使外負(fù) 載為零，因?yàn)橛幸粋€(gè)維持最小功率的電阻，變換器可維持連續(xù)狀態(tài)。當(dāng)然這在外負(fù)載電流大于最小電 流時(shí)消耗了一部分功率。

當(dāng)實(shí)際負(fù)載增加時(shí)，可切斷假負(fù)載。通常，導(dǎo)致振蕩：假負(fù)載斷開(kāi)，引起變換器進(jìn)入斷續(xù)，又引 起假負(fù)載接入；而變換器連續(xù)，引起假負(fù)載斷開(kāi)，如此等等。假負(fù)載引起效率降低與采用大電感成本 比較是否合算？

激磁電感

不像反激變換器用初級(jí)電感存儲(chǔ)能量，正激實(shí)際上是寄生激磁電感。當(dāng)電流流過(guò)初級(jí)時(shí)，有能量 存儲(chǔ)在激磁電感中L

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/2和漏感中。當(dāng)晶體管關(guān)斷時(shí)，此能量要有去處。最簡(jiǎn)單的方法，你把它引到 RC網(wǎng)路，要么引到晶體管本身，讓它擊穿。習(xí)慣的做法在變壓器上用一個(gè)附加線圈恢復(fù)能量?；蛴靡?個(gè)晶體管和電容構(gòu)成有源箝位。不管如何恢復(fù)能量，這是令人討厭的事，并降低了效率。最好的方法 是盡量漏感和增加激磁電感。

但是，變壓器設(shè)計(jì)時(shí)為盡量增加磁通密度擺幅，減少剩磁影響給磁芯加很小氣隙，這是與增大激 磁電感使矛盾的。應(yīng)當(dāng)在兩者之間折衷。

總結(jié)

因?yàn)檎ぷ儔浩鞑淮鎯?chǔ)能量，它不存在反激功率水平限制問(wèn)題。它也具有一個(gè)電感，與輸出電容 一起平滑電流。正激可直接構(gòu)成 500W 或更大功率。該拓?fù)渲饕拗迫匀皇鞘欠窨少I到達(dá)功率 MOSFET。增加功率轉(zhuǎn)化為增加電流，并最終 MOSFET 損耗太大。此時(shí)，采用更多 MOSFET 分擔(dān)負(fù) 載電流。高輸入電壓時(shí)可采用雙端正激，還可以輸出交錯(cuò)并聯(lián)。

e. 推挽（半橋，全橋）

圖13 電壓型推挽變換器

圖 14 電流型推挽變換器

推挽變換器拓?fù)淙鐖D 13 和 圖14 所示。有兩類推挽變換器：電流型和電壓型。注意到它們之間的 差別主要在于電流型輸入需要一個(gè)額外的電感（有時(shí)很大），但是不要輸出電感。而電壓型輸入沒(méi)有 大電感，輸出必須有濾波電感。

推挽兩只晶體管接地，而半橋不是。雖然上面提到有 IC 能驅(qū)動(dòng)同步整流高端晶體管，但它們?nèi)陨?低于最大電源電壓。因?yàn)橥仆旌桶霕蚴莾蓚€(gè)晶體管，它們功率水平比單管高，常常意味著輸入電壓也 高。驅(qū)動(dòng)半橋要產(chǎn)生分離的浮動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)，這時(shí)而推挽肯定優(yōu)越的。

電壓型

電壓型推挽變換器如圖 13 所示。兩個(gè)晶體管加在帶有中心抽頭的變壓器上，它們相互相差 180 °交替導(dǎo)通。這并不意味著每次導(dǎo)通時(shí)間各占周期的 50%，即兩個(gè)晶體管具有相同的占空比。

如果圖 14 中晶體管T1 導(dǎo)通，T2 關(guān)斷。注意到變壓器 “●”這一端輸入電壓加在變壓器半邊，所以加在截止晶體 管漏極上的電壓為 2×Ui。晶體管T1 導(dǎo)通，則正電壓加在二 極管D1 上而導(dǎo)通，二極管D2 截止。另一個(gè)晶體管鏡像工 作，兩晶體管導(dǎo)通時(shí)間相同。如果Ui在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)是常數(shù)， 加在變壓器上伏秒總和為零，且磁芯對(duì)稱于零變化。

這個(gè)變換器最大的問(wèn)題是晶體管電壓定額高，至少是輸 入最大電壓Ui的兩倍。如果由 120V電網(wǎng)整流的輸入供電， 并電容濾波，峰值直流電壓為 170V，晶體管至少需要 2× 170V＝340V。實(shí)際上，電網(wǎng)是非?！绑a臟”的地方，因此至少需要 500V以上的晶體管。高電壓定額 意味著導(dǎo)通電阻RDson高，所以損耗高于希望值。萬(wàn)一，浪涌電壓高于 200V，這將損壞晶體管。

另一個(gè)潛在問(wèn)題是在兩個(gè)晶體管轉(zhuǎn)換應(yīng)有一個(gè)時(shí)間－死區(qū)時(shí)間。否則兩個(gè)晶體管由于關(guān)斷延遲而 造成同時(shí)導(dǎo)通，變壓器將被短路，且電流將迅速增大，僅是漏感限制此電流－這通常造成晶體管失 誤。其次晶體管必須導(dǎo)通相同時(shí)間，否則變壓器正負(fù)伏秒不平衡－磁偏移而飽和。實(shí)際中，采用電流 控制型可避免伏秒不平衡而造成的飽和。

電流型

電流型推挽變換器可以避免電網(wǎng)電壓十分敏感在電流型推 挽中排除了。因?yàn)樵谳斎腚妷汉妥儔浩髦g有一個(gè)電感?，F(xiàn)在 當(dāng)晶體管導(dǎo)通時(shí)，變壓器電流由電感電流控制，如圖 14 所 示。這種安排偏移偏移兩晶體管同時(shí)導(dǎo)通電感儲(chǔ)能，一個(gè)晶體 管導(dǎo)通輸出能量。變壓器類似互感器工作。

這個(gè)變換器的不足之處是增加了一個(gè)電感。因?yàn)榇穗姼斜?須通過(guò)變換器電流，并提供足夠的感抗，在開(kāi)關(guān)周期像一個(gè)電 流源，做得很大（費(fèi)錢）降低了變換器功率水平。

變壓器利用率

應(yīng)當(dāng)看到，上面討論的拓?fù)洌ǚ醇?，正激?Buck/Boost）僅用了一半磁特性：磁通密度斜坡上升 到最大值，再返回到零，決不會(huì)達(dá)到負(fù)值。推挽利用磁性好些，因?yàn)榇判敬磐芏仍谡?fù)兩個(gè)方向， 這與單晶體管比較相同功率水平減少了磁芯尺寸。

f. 諧振變換器和軟開(kāi)關(guān)變換器

軟開(kāi)關(guān)的另一個(gè)名稱是準(zhǔn)諧振變換器。

諧振和軟開(kāi)關(guān)變換器之間的差別

諧振變換器功率（電壓或電流）波形式正弦的。這通過(guò)電感和電容諧振來(lái)完成的，電容通常是寄 生參數(shù)。當(dāng)電壓或電流過(guò)零時(shí)開(kāi)關(guān)，以保證幾乎沒(méi)有損耗的開(kāi)關(guān)過(guò)渡。諧振變換器主要專利應(yīng)用在高 頻變換器中，這里開(kāi)關(guān)損耗勝過(guò)開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通損耗。但是因?yàn)殚_(kāi)關(guān)過(guò)渡取決于諧振網(wǎng)絡(luò)的頻率，實(shí)際變 換器開(kāi)關(guān)頻率是變化的，有時(shí)變化很大，與電網(wǎng)電壓和負(fù)載有關(guān)。

為何你不必采用諧振變換器

諧振變換器存在著一些問(wèn)題。這些問(wèn)題中至少有一個(gè)是開(kāi)關(guān)頻率隨負(fù)載變化。事實(shí)上，這些變換器一 般最低工作頻率發(fā)生在最大負(fù)載時(shí)，所以EMI濾波設(shè)計(jì)是最困難的也是低頻最大電流負(fù)載。這樣變換 器，包括EMI設(shè)計(jì)工作在內(nèi)，通過(guò)高頻減少體積的優(yōu)點(diǎn)喪失了。

另外，因?yàn)殡s散電容作為諧振網(wǎng)絡(luò)一部分，更嚴(yán)重的問(wèn)題發(fā)生了。由于器件之間參數(shù)分散性，這 些決策幾乎不能工作。即使相同型號(hào)的器件由于來(lái)自不同的制造廠也存在差別。這些不同直接影響了 工作頻率，從而影響輸出電容、EMI 濾波等等。這些器件如增加外部電容并聯(lián)，使得寄生電容的改變 相對(duì)不重要。遺憾的是這種方法增加了諧振網(wǎng)絡(luò)的周期，因此原先希望工作在高頻的愿望破壞了。

為什么你應(yīng)當(dāng)采用軟開(kāi)關(guān)變換器？

圖 15 準(zhǔn)諧振軟開(kāi)關(guān)正激變換器

與諧振變換器相反，軟開(kāi)關(guān)變換器工作在固定頻率，使得濾 波要求非常明確。軟開(kāi)關(guān)諧振電容外接。因此裝置與裝置之間性 能可以再現(xiàn)。圖 15 示出了一個(gè)熟悉的標(biāo)準(zhǔn)的軟開(kāi)關(guān)正激變換 器，波形如右。

開(kāi)始，晶體管導(dǎo)通，漏極電壓為零。當(dāng)晶體管關(guān)斷時(shí)，變壓 器初級(jí)電感與外加電容（與 MOSFET 源極－漏極電容并聯(lián)，但 外部電容設(shè)計(jì)的遠(yuǎn)大于 MOSFET 電容）形成振蕩回路。在完成 振鈴半周期以后，磁芯復(fù)位。L 和 C 值決定振鈴頻率，以及磁芯 復(fù)位伏秒要求決定振鈴電壓多高。在半周期振鈴?fù)瓿梢院?，因?yàn)?現(xiàn)在沒(méi)有能量存儲(chǔ)在變壓器中，漏極電壓保持在輸入電壓。在晶 體管再次導(dǎo)通前，一直保持這種狀態(tài)。

這種變換器與諧振變換器主要區(qū)別是仍然保持脈寬調(diào)制，晶體管以恒頻開(kāi)關(guān)。當(dāng)然，電容和電感 仍然要小心選擇。如果它們太大，（半）周期將超過(guò)開(kāi)關(guān)周期，且磁芯不能復(fù)位。如果他們太小，在 一個(gè)很短的時(shí)間內(nèi)得到磁芯復(fù)位的伏秒，漏極電壓太高。雖然如此，在變換器能正常工作范圍內(nèi)，雜 散元件可以較大范圍變化。

可以開(kāi)看到，當(dāng)晶體管導(dǎo)通時(shí)，電容能量消耗在 MOSFET中。如果電容足夠小，這可能不太壞。例如，如果電容是 100pF,輸入電壓是 50V，開(kāi)關(guān)頻率是 500kHz，僅由于電容引起的損耗為

當(dāng)然，盡管有時(shí)可以借用 PWM芯片設(shè)計(jì)成同步整流，軟開(kāi)關(guān)變換器不足之處是明顯缺乏控制它 們的 IC芯片?；蛟S將來(lái)軟開(kāi)關(guān)控制 IC成為普遍應(yīng)用－那時(shí)，軟開(kāi)關(guān)將成為最好的選擇。

g. 復(fù)合變換器

圖 16 用 Buck-推挽復(fù)合達(dá)到大變比的變換器

任何兩級(jí)（在理論上可以更多）變換器串聯(lián)組成復(fù)合變換器。與兩級(jí)級(jí)聯(lián)變換器（例如 PFC＋ C/DC 變換器）區(qū)別是整個(gè)兩級(jí)串聯(lián)變換器系統(tǒng)僅用一個(gè)控制回路。例如，復(fù)合變換器可能由前級(jí) Buck，由 160V 直流輸入，后繼推挽電路（圖 16 所示）與之串連。Buck 閉環(huán)產(chǎn)生近似固定電壓（如 50V），例如推挽以固定周期降壓產(chǎn)生 5V 輸出。閉 環(huán)檢測(cè) 5V 輸出電壓，用誤差信號(hào)控制 Buck 占空 度。雖然推挽工作在開(kāi)環(huán)(因?yàn)樗怨潭ㄕ伎斩乳_(kāi) 關(guān))，但實(shí)際上推挽級(jí)等效為控制環(huán)路中的一個(gè)增益 單元（在圖 13中增益為 1/10，即－20dB。）

在兩級(jí)電路中，兩個(gè)變換器的有些元件可以分 享，就是這個(gè)例子中 Buck 變換器的輸出濾波電容也 是推挽變換器的輸入電容。可以想象，在有些電路中，電感可以分享。和諧振和軟開(kāi)關(guān)變換器一樣， 有大量變換器組合成復(fù)合變換器。不再一一列舉。

何時(shí)采用復(fù)合變換器

從以上的例子可以看到，當(dāng)你要大幅度降壓或升壓時(shí)，復(fù)合變換器是很有用的。如上所述，PWM 能得到的占空度以及你試圖得到變壓器變比有實(shí)際限制的。如果你需要電壓變化超過(guò)可能的限制，復(fù) 合變換器大大擴(kuò)展了可用的變換范圍。

當(dāng)你需要十分大的變換比（輸入與輸出電壓比），又要求輸入輸出隔離時(shí)，可以采用復(fù)合變換 器。對(duì)于困難的設(shè)計(jì)是兩條綜合在一起，但是通過(guò)分離功能，你可以使他們很容易。例如，讓前級(jí)變換器完成電壓變換，而后級(jí)變換器完成隔離，或許用 1：1 變壓器。因?yàn)榈诙?jí)變換器總是工作在相同 輸入電壓和相同輸出電壓，它的元件在這個(gè)狀態(tài)最佳，且效率最高。的確，這種復(fù)合變換器比單級(jí)變 換器更有效，因?yàn)楸苊饬送瑫r(shí)解決大變換比和隔離的變壓器困難