詳述用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量DC-DC和PDN

本文介紹了如何使用 E5061B-3L5 低頻-射頻 網(wǎng)絡(luò)分析儀 (5 Hz 至 3 GHz) 來(lái)測(cè)量DC-DC 轉(zhuǎn)換器和相關(guān)的無(wú)源PDN 元器件的頻域特征。

圖1. 配電網(wǎng)絡(luò)示例

測(cè)量DC-DC 轉(zhuǎn)換器的反饋環(huán)路特征

DC-DC 轉(zhuǎn)換器的基本工作原理

首先，我們快速概括一下 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的基本工作原理。我們以一個(gè)簡(jiǎn)單的、采用電壓控制模式的非隔離單相降壓轉(zhuǎn)換器為例。

圖2 的原理圖和時(shí)序圖顯示了DC-DC 降壓轉(zhuǎn)換器的基本工作原理。MOSFET 開(kāi)關(guān)把直流輸入電壓Vin 變成脈沖電壓，開(kāi)關(guān)的通/斷狀態(tài)由反饋環(huán)路來(lái)控制。這個(gè)脈沖電壓再通過(guò)電路輸出級(jí)的 LC 濾波器的充電和放電過(guò)程變?yōu)橹绷鬏敵鲭妷篤out。

當(dāng)開(kāi)關(guān)接通時(shí)，電流 Ion 經(jīng)過(guò)電感器 L， 將電量傳送到輸出電容器 Cout 和負(fù)載， 此時(shí)Vout 上升。

當(dāng) Vout 達(dá)到某一電壓電平時(shí)，開(kāi)關(guān)就會(huì)斷開(kāi)， 剛才利用電流 Ion 給 L 充入的電量會(huì)生成電流 Ioff， 并將電量傳送到負(fù)載，同時(shí)給 Cout 所充的電量也會(huì)傳送到負(fù)載，此時(shí) Vout 就會(huì)下降。當(dāng) Vout 下降到某一電平時(shí)， 開(kāi)關(guān)又會(huì)接通， 這樣 Vout 就會(huì)再次上升。輸出電壓電平由脈沖占空比決定。

時(shí)間Ton 越長(zhǎng)，電路的輸出電壓越高。時(shí)間Ton 越短，電路的輸出電壓越低。當(dāng)有一個(gè)高于某一特定電平的電流持續(xù)流經(jīng)電感L 時(shí)，平均輸出電壓可按照以下公式計(jì)算: Vout = Ton/(Ton + Toff) x Vin。重復(fù)進(jìn)行這種通/斷操作，同時(shí)監(jiān)視輸出電壓并調(diào)整脈沖占空比，這樣無(wú)論負(fù)載如何變化， 都能得到一個(gè)穩(wěn)定的輸出DC 電壓。

圖2. DC-DC 轉(zhuǎn)換器的基本工作原理

圖3. DC-DC 轉(zhuǎn)換器原理圖示例

圖3 是DC-DC 轉(zhuǎn)換器的詳細(xì)原理圖示例。由R1 和R2 所分擔(dān)的輸出電壓被反饋到誤差放大器，誤差放大器將反饋電壓與穩(wěn)定的參考電壓Vref 進(jìn)行比較，得出與這兩個(gè)電壓之差成比例的輸出電壓。脈寬調(diào)制器 (PWM) 提供占空比由誤差放大器的輸出電壓決定的脈沖，此脈沖可以接通或斷開(kāi)MOSFET 開(kāi)關(guān)。

當(dāng)反饋電壓低于 Vref 時(shí)，反饋系統(tǒng)會(huì)延長(zhǎng)周期Ton 以提高輸出電壓。當(dāng)反饋電壓高于Vref 時(shí)，反饋系統(tǒng)會(huì)縮短周期Ton 以降低輸出電壓。這樣就能獲得一個(gè)穩(wěn)定的DC 輸出電壓。

C1、C2、C3、R3、R4 以及R1 和R2 等元器件均可以調(diào)節(jié)誤差放大器的增益和相位時(shí)延，從而提高反饋環(huán)路的穩(wěn)定度 (反饋補(bǔ)償)。

測(cè)量DC-DC 轉(zhuǎn)換器的反饋環(huán)路特征

本節(jié)將介紹如何使用 E5061B-3L5 LF-RF 網(wǎng)絡(luò)分析儀來(lái)測(cè)量反饋環(huán)路特征。在開(kāi)始介紹測(cè)量方法之前，我們先快速瀏覽一下反饋環(huán)路控制的基礎(chǔ)知識(shí)。

環(huán)路增益

如圖 4 所示，DC-DC 轉(zhuǎn)換器可看作是一個(gè)負(fù)反饋控制系統(tǒng)，輸入信號(hào)為Vref，輸出信號(hào)為 Vout。| G | 稱為開(kāi)環(huán)增益，| Vout/ Vref | = | G/(1 + GH)| 稱為閉環(huán)增益，| GH | 稱為環(huán)路增益。在此應(yīng)注意，循環(huán)傳遞函數(shù)為GH x (-1) = -GH，因?yàn)樗ㄕ`差放大器的倒數(shù)。傳遞函數(shù)G 與誤差放大器至輸出 LC 濾波器的總傳遞函數(shù)相對(duì)應(yīng)，而傳遞函數(shù)H 與包括R1 和R2 的電阻分壓器電路相對(duì)應(yīng)。電阻器 R1 和 R2 還和 R3、C1、C2、C3 及R4 一起決定誤差放大器的增益和相位時(shí)延。

這個(gè)負(fù)反饋環(huán)路控制系統(tǒng)能夠調(diào)節(jié)可變的輸出電壓Vout，使之接近于Vref/H。環(huán)路增益 | GH | 越大，電壓調(diào)節(jié)能力越強(qiáng)。隨著電壓發(fā)生變化的頻率的增加，環(huán)路增益將會(huì)降低;當(dāng)環(huán)路增益小于 1 時(shí)，調(diào)節(jié)不再起作用。

環(huán)路增益 | GH | 等于 1 (即 0 dB) 的頻率稱為交叉頻率，這個(gè)頻率就是環(huán)路的帶寬(圖 5)。交叉頻率越高，反饋環(huán)路就能夠?qū)Ω祛l率發(fā)生變化的電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，對(duì)負(fù)載變化的響應(yīng)速度也越快。

圖4. 負(fù)反饋環(huán)路控制系統(tǒng)

相位裕量和增益裕量

當(dāng)反饋控制環(huán)路工作在高頻時(shí)通常會(huì)產(chǎn)生相位延時(shí)的現(xiàn)象?，F(xiàn)在，讓我們看一下循環(huán)傳遞函數(shù) –GH 的相位延時(shí)。在接近直流的低頻范圍內(nèi)，誤差放大器只會(huì)發(fā)生 180° 的相位延時(shí)。頻率上升得越高， 誤差放大器的相位延時(shí)就變得越大，同時(shí)在環(huán)路的其他位置會(huì)發(fā)生額外的延時(shí)。如圖 6 所示，在輸出 LC 濾波器的諧振頻率fc = 1/(2 * ? * √ (L*C)) 周?chē)鷷?huì)發(fā)生大的相位時(shí)延。尤其是在普遍使用 ESR 值比較低的電容器來(lái)降低輸出電壓的紋波的應(yīng)用中，由于 ESR 極低，所以 LC 濾波器的相位響應(yīng)會(huì)接近于理想的 LC 濾波器的相位響應(yīng)，因此諧振頻率附近的相位延時(shí)會(huì)變得非常大，接近180°。如果反饋環(huán)路的總相位時(shí)延接近360°，那么反饋環(huán)路會(huì)呈現(xiàn)正向反饋，而不是負(fù)向反饋。而且，如果環(huán)路增益| GH | 仍大于 1，不穩(wěn)定的控制環(huán)路會(huì)因?yàn)榄h(huán)路電路中所用的元器件的變化以及其他條件(例如溫度)的變化而造成振蕩現(xiàn)象。

為了避免此類問(wèn)題，需要進(jìn)行反饋補(bǔ)償來(lái)使環(huán)路穩(wěn)定，在添加反饋補(bǔ)償元器件 (例如圖 4 中的 R3、R4、C1、C2 和 C3) 來(lái)調(diào)整誤差放大器在 LC 濾波器諧振頻率附近的增益和相位。如圖 5 所示，在環(huán)路增益 |GH| = 1 的交叉頻率處，-GH 的相位角和 -360° 之差 (也就是，GH 的相位角和-180° 之差) 被稱為相位裕量。相位裕量是一個(gè)表示環(huán)路穩(wěn)定度的重要參數(shù)。相位裕量越大，反饋環(huán)路越穩(wěn)定。

在現(xiàn)實(shí)應(yīng)用中，反饋環(huán)路必須要有足夠大的相位裕量才能確保在任何負(fù)載條件下系統(tǒng)都能穩(wěn)定地工作。

但是，如果因?yàn)檫^(guò)度進(jìn)行反饋補(bǔ)償而使交叉頻率變低的話，那么反饋系統(tǒng)對(duì)負(fù)載變化的響應(yīng)速度也會(huì)降低。因此，在設(shè)計(jì)反饋補(bǔ)償電路時(shí)就必須要使系統(tǒng)的穩(wěn)定度和響應(yīng)速度達(dá)到最優(yōu)化的平衡狀態(tài)，使之達(dá)到目標(biāo)應(yīng)用的要求。為了優(yōu)化這些參數(shù)， 使用低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀來(lái)驗(yàn)證反饋環(huán)路的真實(shí)特征是非常重要的。

與相位裕量的定義方法相類似，在相位角等于0°的頻率上，-GH 的增益和0 dB 之間的差值稱為增益裕量，增益裕量也是衡量環(huán)路穩(wěn)定度的一個(gè)重要參數(shù)。

圖5. GH 的增益相位特征

圖6. 輸出級(jí)LC 濾波器的增益相位特征

圖7. 誤差放大器和反饋補(bǔ)償電路的增益相位特征

使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量環(huán)路增益的方法

低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀可以通過(guò)額外的注入電路向反饋環(huán)路注入源信號(hào)，以便測(cè)量處于工作狀態(tài)的反饋環(huán)路。分析儀測(cè)量注入電路 (帶有含高阻抗輸入的接收機(jī)端口 R 和T) 兩端的交流電壓的比值。在施加激勵(lì)信號(hào)時(shí)要把信號(hào)注入到輸入阻抗 (Zin) 很高、輸出阻抗(Zout) 很低的地方。

具體談到 DC-DC 變換器的測(cè)試情況，通常都是使用由變壓器和電阻組成的浮置激勵(lì)施加電路，把測(cè)試信號(hào)加在反饋電路路徑上的分壓電路之前，如圖 8 所示。通過(guò)把激勵(lì)信號(hào)加在滿足Zin >> Zout 的點(diǎn)上， 并讓電阻R 滿足Zin >> R >> Zout 的條件， 我們就可以通過(guò)T/R 比值的測(cè)量結(jié)果得到循環(huán)傳遞函數(shù) –GH 的特性，這樣的測(cè)量方法不會(huì)干擾反饋環(huán)路原本的特征。

注入的信號(hào)電平不能太高，以避免反饋環(huán)路進(jìn)入非線性區(qū)域。應(yīng)使用高輸入阻抗的探頭來(lái)完成探測(cè)，這樣不會(huì)影響反饋環(huán)路的工作。

在測(cè)量頻率范圍方面，通常從 10 Hz 或 100 Hz 的低頻率處開(kāi)始測(cè)量。但一般說(shuō)來(lái)， 對(duì)測(cè)量 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的環(huán)路特征最重要的頻率范圍主要是在幾 kHz 到幾百kHz 之間。LC 濾波器的諧振頻率和環(huán)路的交叉頻率都在這個(gè)范圍內(nèi)。因此，低頻范圍內(nèi)的測(cè)量沒(méi)必要如此嚴(yán)格。

注意這里討論的測(cè)量方法是基于只適用于線性電壓模式控制下的環(huán)路。它不適用于電流模式控制下的環(huán)路和非線性控制環(huán)路。

圖8. 負(fù)反饋控制系統(tǒng)的環(huán)路增益測(cè)量方法

環(huán)路增益測(cè)量配置示例

圖9 顯示的配置示例使用E5061B-3L5 LF- RF 網(wǎng)絡(luò)分析儀的增益相位測(cè)試端口來(lái)測(cè)量環(huán)路增益。增益相位測(cè)試端口可提供5 Hz 至30 MHz 頻率范圍、1 MΩ/50 Ω 阻抗的可通斷直接接收機(jī)輸入。

使用變壓器T1 和電阻器R5 組成浮置信號(hào)施加電路。R5 的阻值應(yīng)遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于 Zin (通常為幾 kΩ 或幾十 kΩ)。另外，如果 R5 的電阻值太小，注入的測(cè)試信號(hào)就會(huì)出現(xiàn)過(guò)度衰減。一般廣泛使用的是 20 Ω 到 100 Ω，但是低電阻例如 5 Ω 可以提高變壓器的帶寬，這取決于使用的變壓器。

測(cè)量時(shí)，要把接收機(jī)的端口 R 和 T 設(shè)置為 1 MΩ 輸入模式 (輸入阻抗 Zin=1 MΩ// 30 pF)。使用同軸測(cè)試電纜把 R 和 T 端口與被測(cè)器件相連。對(duì)于這個(gè)環(huán)路增益測(cè)量配置，推薦使用同軸測(cè)試引線而不是10:1 無(wú)源探頭，因?yàn)樵谶@個(gè)配置中，信號(hào)源端口和接收機(jī)端口都對(duì)被測(cè)件的接地浮置，10:1 無(wú)源探頭會(huì)導(dǎo)致與雜散耦合有關(guān)的測(cè)量誤差。(注: 端口R 和T 對(duì)其機(jī)箱接地半浮置，浮置阻抗為大約 30 Ω，詳細(xì)配置將在圖 22 中介紹)。在這種情況下， 如果同軸測(cè)試電纜的探測(cè)電容相對(duì)大一些就不是問(wèn)題，因?yàn)檫@種測(cè)量要求的頻率范圍通常不超過(guò) 1 MHz，即便使用同軸測(cè)試

電纜，我們也能獲得足夠高的探頭輸入阻抗。如果您在這個(gè)包括浮置信號(hào)源注入的測(cè)量配置中使用10:1 無(wú)源探頭，建議按照?qǐng)D 9 中虛線部分顯示的配置，使用短引線將 LF OUT 端口 (分析儀的機(jī)箱接地) 的外部屏蔽連接到被測(cè)件的接地。

在測(cè)量中通常使用直流電子負(fù)載或大功率的電阻器作為轉(zhuǎn)換器的負(fù)載。

在對(duì)測(cè)量系統(tǒng)進(jìn)行校準(zhǔn)時(shí)，需要把兩個(gè)測(cè)試電纜的探頭點(diǎn)在TP1 測(cè)試點(diǎn)上做直通響應(yīng)校準(zhǔn)，這樣可以把兩個(gè)測(cè)試電纜之間幅度和相位的差異去掉。

圖9. 測(cè)量環(huán)路增益的配置示例

反饋環(huán)路特征的測(cè)量示例

圖 10 是用圖 9 所示的測(cè)量配置，在 2 A 負(fù)載條件下，測(cè)量一個(gè) 5 V 至 3.3 V 降壓轉(zhuǎn)換器的環(huán)路增益的例子。測(cè)量的頻率范圍從 100 Hz 至 1 MHz，源電平為-20 dBm。在測(cè)量中把IFBW 設(shè)為 AUTO 模式 (100 Hz 極限值)， 該模式可在低頻范圍內(nèi)自動(dòng)選擇窄 IFBW， 在高頻范圍內(nèi)自動(dòng)選擇寬IFBW。在圖 10 的測(cè)量結(jié)果中，上面的軌跡是環(huán)路增益的測(cè)量結(jié)果，下面的軌跡是相位響應(yīng)特性的測(cè)量結(jié)果。可以看到在截止頻率附近，響應(yīng)特性曲線上有小的尖峰，這是由 DC-DC 轉(zhuǎn)換器自身的開(kāi)關(guān)噪聲造成的。

在這個(gè)測(cè)量中，我們?cè)诮徊骖l率 (大約為30 kHz) 上放一個(gè)游標(biāo)，儀表測(cè)出被測(cè)器件的循環(huán)傳遞函數(shù)–GH，在交叉頻率處的相位測(cè)量結(jié)果 (大約 80°)就是相位裕量。在這里測(cè)量結(jié)果顯示出轉(zhuǎn)換器的相位裕量足夠大，而且還有一定的空間對(duì)反饋補(bǔ)償電路進(jìn)行調(diào)整，把交叉頻率進(jìn)一步提高， 從而加快電路對(duì)負(fù)載變化的響應(yīng)速度。

激勵(lì)注入信號(hào)的功率

現(xiàn)在，我們假設(shè)在電阻器 R5 上注入一個(gè)恒定的浮置 AC 電壓，無(wú)論測(cè)試頻率范圍如何變化，R5 一直位于注入變壓器的次級(jí)一側(cè)。根據(jù)每個(gè)頻點(diǎn)上的環(huán)路增益，這個(gè)浮地交流激勵(lì)信號(hào)以被測(cè)器件的接地為基準(zhǔn)在儀表測(cè)量接收機(jī)的R 端口和T 端口上被分成了兩個(gè)交流電壓。在測(cè)量頻率比較低環(huán)路增益比較高時(shí)，R 端口上的交流電壓會(huì)比較小，T 端口上的交流電壓會(huì)比較大。隨著測(cè)量頻率的提高，R 端口上的交流電壓會(huì)升高，T 端口上的交流電壓會(huì)降低。當(dāng)測(cè)量頻率達(dá)到交叉頻率時(shí)，環(huán)路增益為 0 dB，R 端口和T 端口上的交流電壓大小是一樣的。

至于激勵(lì)信號(hào)的功率高低的選擇，一般情況下需要在測(cè)量頻率比較低時(shí)要把注入的交流激勵(lì)信號(hào)的功率設(shè)得高一些，這樣可以解決R 端口上出現(xiàn)的交流電壓比較小， 容易使測(cè)量的信噪比惡化的問(wèn)題。

不過(guò)，這樣做的缺點(diǎn)是使反饋環(huán)路在測(cè)量頻率處在交叉頻率附件的中間范圍時(shí)的工作點(diǎn)轉(zhuǎn)向非線性區(qū)域。因此，應(yīng)將注入激勵(lì)信號(hào)的功率要適當(dāng)?shù)卦O(shè)置成不太大也不太小才好。

為了找到適當(dāng)?shù)募?lì)信號(hào)功率，首先先把儀表激勵(lì)源的功率設(shè)在一個(gè)足夠低的值 (例如 -20 或 -30 dBm)，然后再執(zhí)行測(cè)量。隨后在逐漸提高激勵(lì)源功率的同時(shí)， 重復(fù)進(jìn)行測(cè)量。當(dāng)測(cè)量結(jié)果的波形在某個(gè)激勵(lì)源功率上開(kāi)始出現(xiàn)異常 (例如開(kāi)始出現(xiàn)不連續(xù)的波形) 時(shí)，再把激勵(lì)源的功率設(shè)置在略低于這個(gè)引起異常的激勵(lì)源功率的水平上。另外，如果有必要，還可以在做比值T/R 測(cè)量的同時(shí)，用儀表的T 端口測(cè)量絕對(duì)功率來(lái)監(jiān)測(cè)信號(hào)源的功率，要確保在您所選擇的測(cè)量激勵(lì)信號(hào)功率的所有范圍內(nèi)，接收機(jī)T 端口測(cè)到信號(hào)功率的大小都是呈線性變化的?；蛘咭部梢允褂?a href="http://ttokpm.com/v/tag/577/" target="_blank">示波器來(lái)監(jiān)測(cè)反饋環(huán)路上信號(hào)的波形，以確保信號(hào)波形沒(méi)有失真為準(zhǔn)。

圖10. DC-DC 轉(zhuǎn)換器的環(huán)路增益測(cè)量示例

在分段掃描測(cè)量時(shí)設(shè)置可變的注入激勵(lì)

有些 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的測(cè)量可能需要非常小的注入激勵(lì)信號(hào)，小到-30 dBm 甚至是更小。在這種情況下，測(cè)量軌跡在低頻段會(huì)顯現(xiàn)出很大的噪聲。雖然對(duì)于評(píng)估環(huán)路的穩(wěn)定性來(lái)說(shuō)這不會(huì)是很?chē)?yán)重的問(wèn)題，因?yàn)槲覀冎皇窃诮徊骖l率的附近的中間部分通過(guò)觀察測(cè)量結(jié)果的軌跡來(lái)評(píng)估環(huán)路的穩(wěn)定性。但是，如果您想在測(cè)量的低頻頻段提高測(cè)量的信噪比，同時(shí)又不希望在測(cè)量頻率的中間部分施加過(guò)大的激勵(lì)信號(hào)的話，那您可能就需要采用分段掃描的測(cè)試方法— 生成一個(gè)對(duì)數(shù)頻率掃描列表，隨著分段掃描頻率由低向高增加，把激勵(lì)源的功率逐漸由高向低進(jìn)行改變。圖 11 所顯示的就是按照以下的頻率范圍和激勵(lì)源功率的設(shè)置列表，用分段掃描的方法測(cè)量環(huán)路增益的結(jié)果。

100 Hz 至500 Hz，激勵(lì)源功率為-10 dBm

500 Hz 至1 kHz，激勵(lì)源功率為-15 dBm

1 kHz 至3 kHz，激勵(lì)源功率為-20 dBm

3 kHz 至5 kHz，激勵(lì)源功率為-25 dBm

5 kHz 至10 kHz，激勵(lì)源功率為-30 dBm

10 kHz 至1 MHz，激勵(lì)源功率為-35 dBm

這個(gè)測(cè)量所用的掃描列表，如果每一個(gè)掃描段包括 1 個(gè)測(cè)量點(diǎn)，這個(gè)列表可以包括 201 個(gè)分段，每一個(gè)掃描段上的中頻帶寬都大約是該掃描段頻率的 1/ 5。您可以用電腦來(lái)設(shè)計(jì)分段掃描的列表，

寫(xiě)成 CSV 文件格式，然后把文件導(dǎo)入儀表;或者您也可以用儀表內(nèi)置的 VBA 編程工具生成分段掃描列表。需要注意的是，在圖 11 所顯示的圖形中，我們通過(guò)調(diào)整儀表屏幕顯示的色彩把顯示屏上的刻度網(wǎng)格都刪除掉了，這是因?yàn)榧幢闶窃谟脤?duì)數(shù)掃描方式進(jìn)行分段掃描測(cè)量的時(shí)候，顯示屏幕上X 軸的刻度在空間上單獨(dú)分割依然是等距離的，這會(huì)對(duì)實(shí)際上是以對(duì)數(shù)刻度得到的測(cè)量軌跡帶來(lái)誤解。修改儀表屏幕顯示色彩的方法是: 按儀表面板上的 [System] 按鍵，然后順序進(jìn)行以下操作(Misc Setup)，(Display Setup)， (Color setup)。

圖11. 在分段掃描測(cè)量時(shí)設(shè)置可變的注入激勵(lì)

如何選擇激勵(lì)施加電路的變壓器

在選擇激勵(lì)施加電路的變壓器時(shí)，應(yīng)該選擇在整個(gè)測(cè)試頻率范圍內(nèi)傳輸響應(yīng)保持平坦的變壓器。變壓器的阻抗不能比儀表激勵(lì)源 50 Ω 的輸出阻抗小太多，即它的自感L 要足夠大。此外，變壓器必須能夠在高頻范圍內(nèi)正常工作，而不會(huì)產(chǎn)生自諧振。在圖 10 所示的測(cè)量示例中，使用 1:1 脈沖變壓器把激勵(lì)源的測(cè)量信號(hào)注入給被測(cè)器件，變壓器的自感為3.4 mH 系數(shù)，并與50 Ω 電阻R5 一起構(gòu)成激勵(lì)施加電路。

圖 12 是用 E5061B-3L5 的S 參數(shù)測(cè)試端口測(cè)量得到的該脈沖變壓器在 50 Ω 系統(tǒng)阻抗條件下的傳輸響應(yīng)特性S21。測(cè)量頻率范圍是從 10 Hz 至 10 MHz。如游標(biāo)讀數(shù)所示，變壓器在 1 MHz 及以上的高頻范圍內(nèi)具有平坦的頻率響應(yīng)特性。但另一方面， 在 100 Hz 左右的低頻范圍內(nèi)，由于變壓器的阻抗| Z | = | j * 2 * pi * f * L | 低于儀表激勵(lì)源 50 Ω 的輸出阻抗，因此會(huì)出現(xiàn) 20 dB 的損耗，并且施加到變壓器初級(jí)一側(cè)的交流電壓變得非常小。這對(duì)測(cè)量的信噪比造成了進(jìn)一步不利的影響。因?yàn)榈皖l測(cè)量范圍內(nèi)，這個(gè) 20 dB 的衰減會(huì)加在因?yàn)榇蟮沫h(huán)路增益導(dǎo)致的原本就很小的 AC 電平上。

圖12. 脈沖變壓器 (PN 5188-4425) 的傳輸特征

圖 13. 在測(cè)量環(huán)路增益的配置中測(cè)量到的交流電壓的絕對(duì)值(激勵(lì)源的功率固定在-20 dBm)

圖 13 顯示了接收機(jī)R 端口和T 端口測(cè)量到的交流電壓的絕對(duì)值，測(cè)量所用的配置與圖10 中的環(huán)路增益的配置相同激勵(lì)源的功率固定在= -20 dBm 上。需要注意的是， 雖然R 端口和T 端口的輸入阻抗是高阻抗而不是 50 Ω，測(cè)量得到的交流電壓Vac 仍然被表示為20 * Log (Vac^2/50)。

您可以看到，由于這兩個(gè)因素的影響， 在100 Hz 附近測(cè)量得到的電平是很低的。如果您使用 10:1 無(wú)源探頭替代同軸測(cè)試電纜進(jìn)行測(cè)量，無(wú)源探頭 20 dB 的衰減會(huì)使 R 端口上測(cè)得的 AC 電壓進(jìn)一步降低， 在 100 Hz 附近測(cè)量時(shí)，信噪比 SNR 將進(jìn)一步惡化。不過(guò)，由于對(duì)反饋環(huán)路的測(cè)量結(jié)果有重要意義的頻率通常都在交叉頻率附近，所以這種低頻測(cè)量頻率上出現(xiàn)的測(cè)量軌跡的波動(dòng)應(yīng)該不會(huì)造成太大的影響。

當(dāng)激勵(lì)源的功率為固定值時(shí)，特別是如果被測(cè)器件需要一個(gè)很低的注入激勵(lì)， 為了進(jìn)一步改善在低頻測(cè)量范圍內(nèi)環(huán)路增益測(cè)量的信噪比， 需要使用在低頻范圍內(nèi)頻率響應(yīng)特性仍然很平坦的變壓器。重點(diǎn)推薦 Picotest 公司生產(chǎn)的J2100 A 激勵(lì)施加電路變壓器， 很適用于這種應(yīng)用(1 Hz 至 5 MHz 時(shí)，R5=5 Ω;10 Hz 至 5 MHz 時(shí)，R5=50 Ω;BNC (陰頭) 至香蕉插座，http://www.picotest.com) 注意， 當(dāng)端接 R 5 = 5 Ω 時(shí)， 帶通的插入損耗大約在 15 dB?；蛘?North Hills 公司的0017C 50 Ω 視頻隔離變壓器就很適用于這種應(yīng)用，其工作頻率從10 Hz至 5 MHz， 兩端都是BNC (陰頭) 接口，兩端的阻抗也都是50 Ω，www.northhills-sp.com。

測(cè)量DC-DC 轉(zhuǎn)換器和無(wú)源PDN 元器件的阻抗

測(cè)量DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗

對(duì)于給新型的在低電壓大電流條件下工作的LSI 供電的PDN 來(lái)說(shuō)，對(duì)它極小的阻抗進(jìn)行測(cè)量已經(jīng)變得非常重要。在此，如果我們假設(shè) Zpdn 是從負(fù)載器件一端看到的Vdd 和接地層之間的阻抗，Delta-I 就是由負(fù)載器件的工作所引起的電流變化，在電源層面上會(huì)產(chǎn)生電壓降Delta-V = Delta-i x Zpdn。更嚴(yán)格地講，電壓降應(yīng)該是:

Delta-V = IFFT (FFT (delta-I) x Zpdn). [1]

對(duì)于 MPU 之類的高性能 LSI 的應(yīng)用情況，Delta-I 可能是幾安培或幾十安培， 這時(shí)電壓降 Delta-V 就不是微不足道的問(wèn)題了。因?yàn)樗鼤?huì)致信號(hào)完整性和電磁干擾 (EMI) 問(wèn)題。為了避免這些問(wèn)題的出現(xiàn)，在從 DC 到 GHz 的廣闊的頻率范圍內(nèi)，必須將電源層的阻抗 Zpdn 抑制在一個(gè)極小的值上。在低頻范圍內(nèi)尤其經(jīng)常要求PDN 要有極小的只有毫歐級(jí)的阻抗。

DC- DC 轉(zhuǎn)換器可在低頻范圍內(nèi)提供這個(gè)極小的阻抗。無(wú)論負(fù)載如何變化， 通過(guò)反饋環(huán)路控制來(lái)調(diào)整轉(zhuǎn)換器的輸出電壓， 就可以得到一個(gè)極小的輸出阻抗。輸出阻抗和環(huán)路增益之間的關(guān)系為: Zclosed = Zopen/(1+GH)，其中， Zopen 為開(kāi)環(huán)輸出阻抗，Zclosed 為閉環(huán)輸出阻抗，GH 為環(huán)路增益。在環(huán)路增益較高的低頻范圍內(nèi)，閉環(huán)輸出阻抗將會(huì)非常小。

為了測(cè)量 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗，我們可以使用低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀，直接在DC- DC 轉(zhuǎn)換器的輸出端子上用探頭進(jìn)行測(cè)量得到閉環(huán)輸出阻抗 Zclosed。本節(jié)討論如何使用配有軟件 005 阻抗分析功能的 E5061B-3L5 LF-RF 網(wǎng)絡(luò)分析儀來(lái)測(cè)量DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗。

圖14. PDN 中DC-DC 轉(zhuǎn)換器輸出阻抗

電流-電壓檢測(cè)方法

這種方法以前用于測(cè)量 DC-DC 轉(zhuǎn)換器和開(kāi)關(guān)式電源的輸出阻抗。圖15 是這種方法的簡(jiǎn)化示意圖。用變壓器把網(wǎng)絡(luò)分析儀激勵(lì)信號(hào)源的地浮置起來(lái)，就可以用網(wǎng)絡(luò)分析儀的高阻抗接收機(jī)端口測(cè)量已經(jīng)接地的被測(cè)器件上的交流電壓和電流。端口T 測(cè)量被測(cè)件兩端的交流電壓Vdut，端口R 測(cè)量 1 Ω 電阻器上的交流電壓，流過(guò)被測(cè)件的交流電流是 Idut。把兩個(gè)電壓測(cè)量結(jié)果進(jìn)行比值計(jì)算，得到的 T/R 結(jié)果直接就是被測(cè)器件的阻抗，這是因?yàn)門(mén)/R=VT/ VR=Vdut/(1 x Idut)。在本圖中，被測(cè)器件指DC-DC 轉(zhuǎn)換器和與其相連的負(fù)載。

與測(cè)量環(huán)路增益的情況類似，我們通常使用電子負(fù)載或大功率電阻器作為被測(cè)器件的負(fù)載。實(shí)際上，網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量的是 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的阻抗和負(fù)載電阻并聯(lián)在一起的阻抗，由于 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗要比負(fù)載阻抗小的多，所以測(cè)量 結(jié)果主要反應(yīng)的是被測(cè)器件的阻抗。隔直 流電容可以防止被測(cè)器件的直流輸出信號(hào)進(jìn)入變壓器和 1 Ω 電阻器，其阻抗| Z |=| 1/ (j * 2 * pi * f * C)| 應(yīng)足夠小，以便在低頻測(cè)量范圍內(nèi)獲得良好的信噪比。

這種測(cè)量方法非常適用于測(cè)試輸出電壓相對(duì)較高的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器，因?yàn)閮x表的激勵(lì)信號(hào)源與被測(cè)器件的直流輸出電壓之間有很好的隔離，而且兩個(gè)測(cè)量接收機(jī)都是很可靠地通過(guò)高阻抗進(jìn)行連接。此外，由于激勵(lì)信號(hào)源被變壓器浮置了起來(lái) (將在下文中描述)，在測(cè)量結(jié)果中也不會(huì)存在由測(cè)量電纜的接地環(huán)路引起的誤差。但是， 由 1 Ω 電阻器附近連線的殘留阻抗引起的測(cè)量誤差很難完全消除，因此這個(gè)方法不適用于精確測(cè)量毫歐級(jí)的非常小的阻抗。

圖15. 電流-電壓檢測(cè)法

電流-電壓檢測(cè)法的配置示例

圖 16 是采用了電流電壓檢測(cè)方法使用E5061B-3L5 增益相位測(cè)試端口的配置示例。對(duì)于變壓器T1，您可以使用與環(huán)路增益測(cè)量中使用的同一個(gè)脈沖轉(zhuǎn)換器。不過(guò)在這種測(cè)量中我們不推薦使用現(xiàn)成的專門(mén)設(shè)計(jì)用于 50 Ω 或 75 Ω 系統(tǒng)中的隔離變壓器，例如North Hills 的 0017C 型變壓器， 因?yàn)樵谶@種配置結(jié)構(gòu)中這種變壓器死活很容易產(chǎn)生一些不需要的殘留反應(yīng)。

使用一個(gè)隔直流電容可以防止直流電流流入變壓器的繞線組和 1 Ω 的電阻中。用一個(gè)大的電解電容足以在低頻測(cè)量頻段把激勵(lì)信號(hào)注入給被測(cè)器件。

檢測(cè)電流用的 1 Ω 電阻器要盡量精確。通過(guò)測(cè)量這個(gè)電阻自身的阻抗，您可以使用簡(jiǎn)單的運(yùn)算對(duì)測(cè)量結(jié)果進(jìn)行補(bǔ)償。例如， 如果電阻器的阻抗是 0.98 Ω，您可以將測(cè)得的阻抗 Zmeas 乘以 0.98 來(lái)得出被測(cè)件的阻抗Zdut，因?yàn)閆meas = VT/VR = Vdut/ (Idut x 0.98) = Zdut/0.98。如果使用引線電阻器，則應(yīng)當(dāng)盡可能地縮短引線長(zhǎng)度，并將其直接焊到被測(cè)器件輸出終端，這樣可以最大程度地降低電阻器與被測(cè)器件之間引線殘留阻抗和接觸阻抗導(dǎo)致的測(cè)量誤差。如果要在上測(cè)量很小的交流電壓時(shí)有良好的信噪比的測(cè)量小，就應(yīng)該把T 端口內(nèi)的衰減值設(shè)為 0 dB，把激勵(lì)信號(hào)源輸出功率設(shè)置為最大電平，即 10 dBm。為了校準(zhǔn)測(cè)量系統(tǒng)，可以把上的測(cè)試電纜與R 端口的測(cè)量電纜練到相同的點(diǎn)上進(jìn)行直通響應(yīng)校準(zhǔn)。執(zhí)行直通響應(yīng)校準(zhǔn)時(shí)，應(yīng)將激勵(lì)信號(hào)源的功率降到 -5 dBm 以下， 以防止測(cè)量接收機(jī)的T 端口過(guò)載。

圖16. 電流-電壓檢測(cè)方法的配置示例

并聯(lián)-直通測(cè)量法

能夠?qū)翚W量級(jí)的微小阻抗進(jìn)行精確測(cè)量的方法是并聯(lián)-直通法，并聯(lián)-直通方法在50 Ω 以下直到非常小的阻抗范圍的阻抗都具有非常高的靈敏度，是測(cè)量 PDN 阻抗的常用方法。圖 17 是測(cè)量方法的簡(jiǎn)化示意圖。將被測(cè)器件并聯(lián)在激勵(lì)信號(hào)線和接地線之間，然后測(cè)量傳輸系數(shù)S21。然后從S21 推導(dǎo)出被測(cè)器件的阻抗，S21 表示由非常小的并聯(lián)阻抗導(dǎo)致的很大的衰減。被測(cè)器件的阻抗Zdut 和S21 之間的關(guān)系為: Zdut = 25 x S21/(1-S21)。

測(cè)試電纜接地環(huán)路導(dǎo)致的測(cè)量誤差[1] [2] [3]

在低頻測(cè)量范圍內(nèi)，使用傳統(tǒng)上接地接收機(jī)的低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀很難測(cè)量出毫歐級(jí)并聯(lián)阻抗，因?yàn)榧?lì)信號(hào)源和接收機(jī)之間的測(cè)試電纜接地環(huán)路會(huì)導(dǎo)致測(cè)量誤差。

現(xiàn)在假設(shè)被測(cè)器件的阻抗 Zdut 接近于0 Ω，在圖 18 的方框圖中，電壓 Vo 幾乎為 0，儀表測(cè)量接收機(jī)測(cè)得的電壓VT 也應(yīng)接近為 0。但是，如虛線所示，由于激勵(lì)源電流會(huì)流入 VT 接收機(jī)一側(cè)測(cè)量電纜的金屬外屏蔽層，這個(gè)電流在電纜屏蔽電阻器RC2 上產(chǎn)生的電壓下降是VC2，這樣實(shí)際測(cè)得的電壓 VT 應(yīng)等于 VC2，這比我們真正要測(cè)量的電壓 Vo 高，這是不正確的測(cè)量結(jié)果。因此，即便當(dāng)被測(cè)器件的阻抗Zdut 是 0 的時(shí)候，測(cè)量的動(dòng)態(tài)范圍也會(huì)下降，實(shí)際測(cè)量的阻抗也不會(huì)比RC2 小。根據(jù)電纜屏蔽層與連接頭擠鍛質(zhì)量的好壞、電纜屏蔽的厚度、電纜的長(zhǎng)度等情況，的范圍通常在10 毫歐到幾十毫歐之間。

通常，測(cè)量電纜接地環(huán)路誤差的問(wèn)題會(huì)在 100 kHz 以下的低頻測(cè)量范圍內(nèi)出現(xiàn)， 而這個(gè)范圍正是測(cè)量 DC-DC 轉(zhuǎn)換器阻抗以及部分大容量旁路電容阻抗的重要頻率范圍。同樣的問(wèn)題不會(huì)出現(xiàn)在較高頻率范圍內(nèi)，原因在于流至 VT 接收機(jī)一側(cè)測(cè)量電纜屏蔽層的電流會(huì)受到屏蔽層自身電抗(X=2 * pi * f * L) 的抑制，測(cè)量頻率越高該電抗的值也會(huì)越高。

圖17. 并聯(lián)-直通測(cè)量方法

圖18. 測(cè)試電纜接地環(huán)路導(dǎo)致的測(cè)量誤差

傳統(tǒng)解決方案-1

有幾種使用外部器件可以最大程度地減少測(cè)量誤差的技術(shù)。其中最為傳統(tǒng)的方法是把激勵(lì)源一側(cè)或測(cè)量接收機(jī)一側(cè)，或兩側(cè)的同軸測(cè)量電纜繞在電感量很大的磁環(huán)上，圖 19 和 20 表示出了這種方法的等效電路。磁環(huán)的阻抗只會(huì)抑制流過(guò)測(cè)量電纜中心導(dǎo)體或流過(guò)測(cè)量電纜外屏蔽層的交流電流，而不會(huì)抑制流過(guò)測(cè)量電纜的中心導(dǎo)體后再通過(guò)測(cè)量電纜的外屏蔽層返回的交流電流。當(dāng)磁環(huán)用到 VT 接收機(jī)一側(cè)的電纜上時(shí)，如圖 19 所示，因?yàn)榱鬟^(guò)測(cè)量電纜屏蔽層電阻 RC2 的電流會(huì)受到自感| Z |=2 * pi * f * L2 的抑制，因而更多的電流會(huì)通過(guò)激勵(lì)源一側(cè)的測(cè)量電纜的屏蔽層路徑返回到激勵(lì)源一側(cè)。同樣，當(dāng)把磁環(huán)用到激勵(lì)源一側(cè)的電纜上時(shí)，如圖 20 所示，更多電流也還會(huì)返回到激勵(lì)源一側(cè)的測(cè)量電纜的屏蔽層路徑上，這是因?yàn)楦嚯娏鞣祷氐郊?lì)源屏蔽層的路徑上而不是 VT 接收機(jī)一側(cè)電纜的屏蔽層路徑會(huì)使由RC1、RC2 和L1' (正向電流和反向電流產(chǎn)生的磁場(chǎng)所導(dǎo)致的電感) 組成的總阻抗會(huì)變得更小。

為了在很低的測(cè)量頻率范圍上把流至 VT 接收機(jī)端測(cè)量電纜屏蔽層的電流完全限制掉，需要在同軸測(cè)量電纜上多穿幾個(gè)高磁導(dǎo)率的磁環(huán)，或把同軸測(cè)量電纜在高磁導(dǎo)率的大磁環(huán)上多繞幾周，這樣可以盡可能提高電纜屏蔽層的阻抗。然而，在實(shí)際應(yīng)用中很難找到非常合適的磁環(huán)來(lái)徹底消除極低頻范圍內(nèi)的測(cè)量誤差。

圖19. 在接收機(jī)一側(cè)的測(cè)量電纜上使用磁環(huán)的解決方案

圖20. 在激勵(lì)源一次的測(cè)量電纜上使用磁環(huán)的解決方案

傳統(tǒng)解決方案-2

另一種減小測(cè)量電纜環(huán)路誤差的方法是把激勵(lì)源或測(cè)量接收機(jī)的接地環(huán)路浮置起來(lái)，把激勵(lì)源和測(cè)量接收機(jī)的接地環(huán)路斷開(kāi)。通過(guò)使用隔離變壓器或差分探頭即可達(dá)到這個(gè)目的。圖 21 是在激勵(lì)源一側(cè)連接了隔離變壓器的方框圖。為了防止直流電流流入變壓器，在被測(cè)器件和隔離變壓器之間必須連接一個(gè)隔直流電容。您可以使用現(xiàn)成的寬帶 50 Ω 寬帶隔離變壓器， 例如 North Hills 公司生產(chǎn)的 0017C 隔離變壓器。這個(gè)隔離變壓器還可以用在環(huán)路增益的測(cè)量中，給被測(cè)器件注入測(cè)量激勵(lì)信號(hào)。

在斷開(kāi)激勵(lì)源與測(cè)量接收機(jī)之間的測(cè)試電纜接地環(huán)路方面，使用隔離變壓器比使用磁環(huán)更有效。但是，使用隔離變壓器的潛在副作用是在高頻測(cè)量范圍內(nèi)可能會(huì)產(chǎn)生一個(gè)較小的剩余響應(yīng)，這個(gè)響應(yīng)有多大取決于變壓器的特性。如果被測(cè)器件的環(huán)路帶寬很寬并且在高頻范圍內(nèi)顯示出非常小的阻抗時(shí)，這個(gè)由隔離變壓器引起的剩余響應(yīng)的影響將無(wú)法被忽視。

圖21. 使用隔離變壓器的解決方案

E5061B-3L5 采用的解決方案

E5061B-3L5 的增益相位測(cè)試端口 (測(cè)量頻率范圍從 5 Hz 至 30 MHz) 具有獨(dú)特的硬件體系結(jié)構(gòu)，能夠消除激勵(lì)源至測(cè)量接收機(jī)測(cè)試電纜接地環(huán)路引起的測(cè)量誤差。圖 22 給出了使用 E5061B-3L5 增益相位測(cè)試端口執(zhí)行這種應(yīng)用時(shí)的簡(jiǎn)化方框圖。測(cè)量接收機(jī)由阻抗 | Zg | 半浮置， 該阻抗在 100 kHz 以下的低頻范圍內(nèi)大約是 30 Ω。與使用磁環(huán)的方法類似，我們可以直觀地看到阻抗| Zg | 阻止了屏蔽電流。或者如圖所示，假設(shè)被測(cè)器件接地端的電壓擺動(dòng)是Va，由于 RC2 要比接收機(jī)輸入阻抗 50 Ω 小得多，因此可通過(guò)以下公式近似得出 VT 的值[4]:

VT = VC2 + Vo

= Va x RC2/(RC2 + Zg) + Vo

由于Rc << | Zg |，因此上述公式中的第一項(xiàng)可以被忽略，VT 幾乎等于我們真正需要測(cè)量的Vo。通過(guò)最大程度地降低RC2 的影響，我們能夠正確測(cè)量出被測(cè)器件的阻抗。無(wú)需使用外部磁環(huán)或隔離變壓器， E5061B-3L5 的增益相位測(cè)試端口支持您輕松測(cè)量出 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的毫歐量級(jí)的輸出阻抗。

另一方面，與其他現(xiàn)有低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀一樣，E5061B-3L5 的S 參數(shù)測(cè)試端口(測(cè)量頻率從5 Hz 至3 GHz) 的測(cè)量接收機(jī)都是采用網(wǎng)絡(luò)分析儀標(biāo)準(zhǔn)的接地結(jié)構(gòu)。如果您想使用S 參數(shù)測(cè)試端口測(cè)量毫歐級(jí)DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗 ( 例如， 在從低頻到超過(guò) 30 MHz 的一次掃描范圍內(nèi)測(cè)量PDN 阻抗時(shí))，必須將磁環(huán)連接至測(cè)試電纜。

圖22. 使用E5061B-3L5 增益相位測(cè)試端口的解決方案

對(duì)短路器件進(jìn)行測(cè)量的實(shí)驗(yàn)

下面通過(guò)一個(gè)簡(jiǎn)單的測(cè)量來(lái)看看由激勵(lì)源至測(cè)量接收機(jī)的測(cè)試電纜接地環(huán)路導(dǎo)致的測(cè)量誤差以及E5061B 網(wǎng)絡(luò)分析儀 增益相位測(cè)試端口的有效性。如圖 23 所示，在這個(gè)測(cè)量中，被測(cè)器件是一個(gè)并聯(lián)短路 (shunt- short) 器件，它實(shí)際上是一根以并聯(lián)連接的方式焊接到 SMA 接頭上的短線。這個(gè)短路器件通過(guò) 60 厘米長(zhǎng)的 BNC 電纜和 SMA-BNC 適配器與儀表相連。圖24 和 25 分別是用 4395A 以及 E5061B-3L5 的 S 參數(shù)測(cè)試端口，在不使用磁環(huán)或隔離變壓器情況下獲得的S21 (衰減值) 測(cè)量結(jié)果。如圖所示，這兩個(gè)儀表在低頻范圍內(nèi)的衰減測(cè)量軌跡都高于被測(cè)件的真實(shí)值，這是不正確的。這些測(cè)量誤差是由圖 18 中所示的激勵(lì)源和接收機(jī)間測(cè)試電纜的接地環(huán)路引起的。

圖23. 被測(cè)試的器件

圖24. 使用4395A 測(cè)得的S21 測(cè)量結(jié)果(不使用磁環(huán)或隔離變壓器)

圖 25. 使用E5061B-3L5 S 參數(shù)測(cè)試端口測(cè)得的S21 測(cè)量結(jié)果(不使用磁環(huán)或隔離變壓器)

圖26. 使用E5061B-3L5 S 參數(shù)測(cè)試端口測(cè)得的S21 和| Z | 測(cè)量結(jié)果不使用磁環(huán)

a. 不使用磁環(huán)

b. 在測(cè)試電纜上使用夾持型磁環(huán)。

c. 在測(cè)試電纜上使用大磁環(huán)。

d. 測(cè)試電纜在大磁環(huán)上纏繞3 圈。

圖26 是在使用磁環(huán)的情況下使用E5061B- 3L5 S 參數(shù)測(cè)試端口對(duì)同一個(gè)被測(cè)器件進(jìn)行測(cè)量得到的結(jié)果。所有測(cè)量跡線都存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器跡線中。通道 1 測(cè)量的是S21 的軌跡，通道 2 測(cè)量的是| Z | 的軌跡，(如圖所示，| Z | 的軌跡是用E5061B 的并聯(lián)直通阻抗變換函數(shù)計(jì)算之后繪制出來(lái)的)。

跡線 ( a) 是不使用磁環(huán)的測(cè)量結(jié)果。跡線 (b) 是在激勵(lì)源一側(cè)的同軸測(cè)試電纜上使用了夾持型磁環(huán) ( 常用于抑制接口電纜的噪聲) 的測(cè)量結(jié)果。可以看到， 跡線 (b) 的測(cè)量結(jié)果略有改進(jìn)，但在低頻測(cè)量范圍內(nèi)測(cè)量毫歐阻抗時(shí)，這種改進(jìn)量是不夠完全的，原因是這種類型的小磁環(huán)生成的阻抗實(shí)在太小。跡線 (c) 是在激勵(lì)源一側(cè)的同軸測(cè)試電纜上使用了高磁導(dǎo)率(Metglas Finemet F7555G，?79 mm， http://www.metglas.com) 大磁環(huán)的測(cè)量結(jié)果。在低頻范圍的測(cè)量結(jié)果有明顯的改進(jìn)。跡線 (d) 是把測(cè)試電纜在同一側(cè)磁環(huán)上纏繞 3 圈(以大幅增加磁環(huán)生成的阻抗) 后獲得的測(cè)量結(jié)果?，F(xiàn)在，我們可以在大約100 Hz 以下的頻率范圍內(nèi)獲得正確的測(cè)量結(jié)果。

另一方面，圖 27 給出了使用E5061B-3L5 增益相位測(cè)試端口 (不使用磁環(huán)或隔離變壓器) 獲得的測(cè)量結(jié)果。如圖所示，即使不使用磁環(huán)或變壓器，E5061B-3L5 的增益相位測(cè)量端口也可以在低頻范圍內(nèi)獲得正確的測(cè)量結(jié)果。

圖27. 使用E5061B-3L5 增益相位測(cè)試端口測(cè)得的S21 和| Z | 測(cè)量結(jié)果

不使用磁環(huán)或隔離變壓器

激勵(lì)源功率= 10 dBm (直通校準(zhǔn)時(shí)為-5 dBm)

T 端口: ATT = 0 dB, Zin = 50 Ω, R 端口: ATT = 20 dB, Zin = 50 Ω

并聯(lián)-直通方法的配置示例

圖 28 是采用并聯(lián)-直通方法進(jìn)行測(cè)量的配置示例。測(cè)量接收機(jī)的端口的輸入阻抗設(shè)置為 50 Ω。用圖 28 所示的配置方式，不用外接隔直流電容器就可以測(cè)量輸出電壓在 5 Vdc 以下的DC-DC 轉(zhuǎn)換器的參數(shù)。注意，在這種情況下，分析儀的 50 Ω 端口和功率分離器將會(huì)與被測(cè)器件產(chǎn)生直流耦合，并與負(fù)載器件并聯(lián)。不過(guò)，如果負(fù)載電流不是很大的話，會(huì)影響到被測(cè)器件的負(fù)載條件。端口T 衰減值設(shè)置為 0 dB，激勵(lì)源功率設(shè)置到最大值，測(cè)量靈敏度可以提高。當(dāng)被測(cè)器件的阻抗遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于激勵(lì)源的輸出阻抗，過(guò)量的信號(hào)也不會(huì)作用到被測(cè)器件。如果端口T 衰減值設(shè)置為 0 dB， 當(dāng)執(zhí)行直通響應(yīng)校準(zhǔn)以防止其過(guò)載時(shí)，激勵(lì)源功率會(huì)降低。

在儀表的增益相位測(cè)試端口的輸入阻抗設(shè)置為 50 Ω 時(shí)，如果施加到該端口上的直流信號(hào)的電壓比較高，超過(guò)了 5 Vdc， 儀表的過(guò)載保護(hù)功能會(huì)啟動(dòng)，E5061B 的測(cè)量端口的功能將關(guān)閉。通過(guò)外接的隔直流電容器，您可以測(cè)量輸出電壓高達(dá)10 Vdc 的轉(zhuǎn)換器。然而，被測(cè)器件輸出電壓作用于隔直流電容器應(yīng)該可以逐漸避免過(guò)量的瞬時(shí)輸出。如果這樣做很困難，那么就有必要從其他方面來(lái)避免瞬時(shí)輸出。例如，當(dāng)施加電壓時(shí)，暫時(shí)將接收機(jī)設(shè)置為 1 MΩ，并用大功率電阻器(例如 100 Ω 或 1 kΩ) 將電容器的低壓端子(分析儀一端) 接地， 以使瞬態(tài)電流流入大地。當(dāng)此端子的電壓變得足夠低時(shí) (取決于 RC 時(shí)間常數(shù)，這一過(guò)程可能需要幾秒鐘)，將接收機(jī)設(shè)置為 50 Ω，然后斷開(kāi)電阻器的連接并執(zhí)行測(cè)量。測(cè)量結(jié)束后，應(yīng)將接收機(jī)重新設(shè)置為 1 MΩ，同時(shí)用電阻器將電容器的低壓端子和高壓端子接地， 以便給直流模塊放電。

如果您采用并聯(lián)-直通方法，且使用1 MΩ輸入而不是 50 Ω (如圖 36 所示)，那么可以忽略T 端口上的直流模塊。

測(cè)量高壓轉(zhuǎn)換器的其他方法還包括電流- 電壓檢測(cè)方法，或使用 Picotest J2111A 電流注入器的類似方法 (www.picotest. com)。這些方法雖然在測(cè)量精度上稍遜于并聯(lián)-直通方法，但對(duì)于高壓轉(zhuǎn)換器 (最高達(dá)40 Vdc) 來(lái)說(shuō)更適合。

圖28. 并聯(lián)-直通測(cè)量方法配置示例

并聯(lián)-直通方法配置示例(續(xù))

為了精確地對(duì)毫歐級(jí)的極小電阻進(jìn)行測(cè)量，確保在測(cè)量的過(guò)程中探頭的接觸電阻非常小，測(cè)量終端應(yīng)通過(guò) 2 端口探頭[1] [2] 接觸被測(cè)件。實(shí)際上我們建議您將測(cè)量終端焊接到被測(cè)器件上。如果將兩個(gè)測(cè)量終端合在一起，并通過(guò)單端探測(cè)方式來(lái)接觸被測(cè)器件，這時(shí)要保證測(cè)量端口的引線應(yīng)盡可能短，因?yàn)槠錃堄嘧杩箤⒅苯佑绊懞翚W阻抗的測(cè)量精度。

圖29 是使用2 端口探測(cè)法的示例。圖中， 兩個(gè)自制探頭連接到測(cè)試電纜的末端，探頭與被測(cè)件的輸出終端接觸。自制探頭可以使用 SMA 接頭(剪掉其三個(gè)接地引腳， 然后使用剩下的接地引腳和中央引腳進(jìn)行探測(cè)) 或 SMA 半剛性電纜(把電纜剪短，剝出中間導(dǎo)體，然后在外部導(dǎo)體上焊一個(gè)短引腳) 來(lái)制作探頭。

當(dāng)做直通響應(yīng)校準(zhǔn)的時(shí)候，要使直通件的電長(zhǎng)度與兩個(gè)探頭的電長(zhǎng)度大致相等。

圖29. 并聯(lián)-直通方法的探測(cè)示例

DC-DC 轉(zhuǎn)換器輸出阻抗的測(cè)量示例

圖30 和31 是用并聯(lián)-直通方法和E5061B 增益相位測(cè)試端口測(cè)量 5 V 至 3.3 V DC- DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗的測(cè)量示例。被測(cè)器件是上一章講環(huán)路增益測(cè)量示例中使用的同一個(gè)轉(zhuǎn)換器， 測(cè)量頻率范圍為 10 Hz 至 10 MHz。IFBW 設(shè)置為 Auto / 最大 10 Hz，端口 T 衰減器設(shè)置為 0 dB。在測(cè)量過(guò)程中， 激勵(lì)源的功率設(shè)置為10 dBm;在做直通響應(yīng)校準(zhǔn)時(shí)，激勵(lì)源的功率設(shè)置為-5 dBm。

注意: 在給轉(zhuǎn)換器加電或斷電的時(shí)候，我們建議把 T 端口的衰減器的衰減值臨時(shí)從 0 dB 改為 20 dB，這樣可以避免轉(zhuǎn)換器的瞬間輸出電壓個(gè)測(cè)量接收機(jī)造成過(guò)載。如果儀表由于遇到了瞬間的高電壓而進(jìn)入了過(guò)載保護(hù)模式，進(jìn)行恢復(fù)的方法是: 按儀表面板上的[System] 按鍵，選擇"Overload Recovery" 和"Clear Overload Protection" 按鍵。

| Z | 跡線是使用E5061B-005 的阻抗分析功能(增益相位并聯(lián)-直通法) 繪制而成的。

圖 30 中左邊的軌跡是在轉(zhuǎn)換器和電子負(fù)載關(guān)閉的情況下表示的 | Z | 的測(cè)量結(jié)果。如圖所示，轉(zhuǎn)換器在斷電狀態(tài)下的輸出阻抗指示的是轉(zhuǎn)換器的輸出電容器的自諧振阻抗響應(yīng)。右邊的軌跡是在 0.3 A 負(fù)載條件下測(cè)量到的 | Z | 的軌跡。如圖所示， 通過(guò)轉(zhuǎn)換器的反饋回路的作用，在低頻范圍內(nèi)| Z | 值被限制在 2 mΩ 以下。由于增益相位測(cè)試端口獨(dú)特的接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)， E5061B 能夠正確測(cè)量毫歐級(jí)的小阻抗， 甚至在 10 Hz 以下的測(cè)量頻率，測(cè)量結(jié)果也不會(huì)受到激勵(lì)源和接收機(jī)之間測(cè)試電纜接地環(huán)路的影響。

圖 31 顯示了 1 A 和 2 A 負(fù)載條件下測(cè)量得到的 | Z | 的軌跡。如圖所示，在低頻范圍內(nèi)，被測(cè)器件的阻抗要高于 0.3 A 負(fù)載條件下的阻抗。通常，測(cè)量各種負(fù)載條件下的輸出阻抗是很有必要的，這可以讓我們知道被測(cè)器件的輸出阻抗是否能夠保持在我們所希望的目標(biāo)之內(nèi)，以及當(dāng)負(fù)載條件變化時(shí)，阻抗的變化是否是足夠小。

另一重要的事情是要確保輸出阻抗的跡線不會(huì)出現(xiàn)大的正向峰值，因?yàn)槟菢訒?huì)造成所有負(fù)載條件下的瞬態(tài)噪聲。

圖30. 直流-直流轉(zhuǎn)換器輸出阻抗測(cè)量

斷電狀態(tài)和0.3 A 負(fù)載條件下，

起始頻率= 10 Hz，終止頻率= 10 MHz

激勵(lì)源功率= 10 dBm (直通校準(zhǔn)時(shí)為-5 dBm)

T 端口: ATT = 0 dB，Zin = 50 Ω，R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 50 Ω

圖31. 直流-直流轉(zhuǎn)換器輸出阻抗測(cè)量

1 A 和2 A 負(fù)載條件下，

起始頻率= 10 Hz，終止頻率= 10 MHz

激勵(lì)源功率= 10 dBm (直通校準(zhǔn)時(shí)為-5 dBm)

T 端口: ATT = 0 dB，Zin = 50 Ω，R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 50 Ω

測(cè)量無(wú)源PDN 元器件的阻抗

測(cè)量無(wú)源元器件的阻抗是設(shè)計(jì) DC-DC 轉(zhuǎn)換器和 PDN 的工作中的重要任務(wù)。安裝在 PCB 裸板電源層上的無(wú)源元器件可以在高達(dá)幾百 MHz 以上的頻率范圍內(nèi)把 PDN 的阻抗限制在較低的值上。最常用的無(wú)源 PDN 元器件是電容器。電解電容器和高介電MLCC (多層陶瓷電容器) 等大容量電容器常用作直流-直流轉(zhuǎn)換器的輸出級(jí)電容器，這些電容器也可以當(dāng)作旁路電容器來(lái)使用，以便在頻率超出轉(zhuǎn)換器環(huán)路帶寬的范圍時(shí)限制 PDN 阻抗。此外，為了在更高頻率范圍上進(jìn)一步對(duì)阻抗和諧振進(jìn)行抑制，也會(huì)在PCB 板上使用較小的旁路電容器。

同樣，在某些情況下，為了抑制 PDN 中出現(xiàn)的噪聲，會(huì)把鐵氧體磁珠或 3 端子濾波器作為去耦器件串接在電路板的供電路徑上。

關(guān)于其他 PDN 元器件的主題文章，例如鐵氧體磁珠和電感器，請(qǐng)參考文件[3]。

使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量阻抗的方法

圖 33 概括了三種使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量元器件阻抗的主要技術(shù)。我們會(huì)看到，當(dāng)在測(cè)量接收機(jī) VT 上測(cè)量到的交流電壓的變化范圍很大時(shí)，在相應(yīng)的阻抗范圍內(nèi)每種方法都可以提供良好的測(cè)量靈敏度。并聯(lián)直通方法在小阻抗范圍內(nèi)具有良好的靈敏度，通常用于測(cè)量旁路電容器，這些電容器在串聯(lián)諧振頻率附近的阻抗可以低至毫歐量級(jí)。另一方面，要測(cè)量阻抗較高的元器件(例如鐵氧體磁珠)，使用反射法進(jìn)行測(cè)量則更為合理。

圖32. 測(cè)量PDN 中的無(wú)源元器件

圖33. 使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量阻抗的方法

并聯(lián)-直通方法配置示例

圖 34 是用并聯(lián)-直通測(cè)量法在 E5061B 網(wǎng)絡(luò)分析儀 的S 參數(shù)測(cè)試端口上測(cè)量旁路電容器的配置方法。被測(cè)器件安裝在一個(gè) 50 Ω共面?zhèn)鬏斁€的測(cè)試電路板上。E5061B-3L5 的 S 參數(shù)測(cè)試端口的測(cè)量頻率范圍從 5 Hz 至3 GHz，用戶可以用 S 參數(shù)在很寬的頻率范圍內(nèi)測(cè)量被測(cè)器件的阻抗特性。

對(duì)于最高到 10 MHz 的情況，簡(jiǎn)單做一個(gè)直通相應(yīng)校準(zhǔn)即可以給出足夠的測(cè)量精度。對(duì)于測(cè)量頻率達(dá)到數(shù)百 MHz 或更高時(shí)，需要在同軸測(cè)試接口端面做全 2 端口校準(zhǔn)，以消除阻抗失配誤差。測(cè)試電路板 50 Ω 傳輸線的電長(zhǎng)度的影響可以用端口延伸的方法進(jìn)行補(bǔ)償。

如前章所述，與其他網(wǎng)絡(luò)分析儀類似， E5061B 網(wǎng)絡(luò)分析儀的 S 參數(shù)測(cè)試端口的外部屏蔽與分析儀的機(jī)箱接地端相連。當(dāng)被測(cè)器件的電容值達(dá)到毫法拉級(jí)時(shí)，由于激勵(lì)源至接收機(jī)測(cè)試電纜接地環(huán)路的影響，會(huì)在低頻測(cè)量范圍內(nèi)導(dǎo)致阻抗測(cè)量結(jié)果出現(xiàn)誤差。

為避免此類測(cè)量誤差，應(yīng)當(dāng)在測(cè)試電纜上使用磁環(huán)，如圖 19 和 20 所示;或者，在測(cè)試頻率低于 30 MHz 時(shí)使用 E5061B-3L5 的增益相位測(cè)試端口。如前章所述，該測(cè)試端口的半浮動(dòng)接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)可以避免測(cè)量誤差。圖35 顯示了一個(gè)配置實(shí)例。

圖34. 在S 參數(shù)測(cè)試端口上用并聯(lián)-直通方法進(jìn)行測(cè)量

圖35. 在增益相位測(cè)試端口上用并聯(lián)-直通方法進(jìn)行測(cè)量

在直流電壓偏置的條件下測(cè)量 MLCC

高介電常數(shù)的大電容 MLCC 電容值是依賴于直流偏壓條件的。為了精確地測(cè)量PDN 實(shí)際工作條件下MLCC，最好的測(cè)量方法就是在施加一定直流電壓偏置的條件下測(cè)量其阻抗。E5061B-3L5 的內(nèi)置直流偏置源使您能夠從低頻范圍輕松執(zhí)行 MLCC 直流偏置測(cè)量。圖 36 顯示的是使用增益相位測(cè)試端口進(jìn)行直流偏置測(cè)量配置示例。

基本上，這個(gè)配置與圖 35 的并聯(lián)-直通測(cè)量方法類似，但是在進(jìn)行直流偏置的測(cè)量時(shí)，接收機(jī)R 端口和T 端口需要設(shè)置成高阻抗輸入模式，以測(cè)量直流偏置的被測(cè)器件。在T 端口上測(cè)量被測(cè)器件中的交流電壓，流過(guò)被測(cè)器件的交流電流可以用R 端口和T 端口測(cè)量電阻Ri 上的交流電壓檢測(cè)出來(lái)。在阻抗域中執(zhí)行三項(xiàng)校準(zhǔn)(開(kāi)路/短路/負(fù)載校準(zhǔn)) 之后，整個(gè)測(cè)試系統(tǒng)在測(cè)試電路板的測(cè)量端子處的測(cè)量結(jié)果就是經(jīng)過(guò)校準(zhǔn)調(diào)整的了，被測(cè)器件的阻抗值可以直接顯示在儀表的屏幕上，而無(wú)需考慮使用把T/R 的測(cè)量數(shù)據(jù)變換為阻抗的公式來(lái)得到最終的測(cè)量結(jié)果。

阻抗域中的三項(xiàng)校準(zhǔn)可通過(guò)以下方式來(lái)實(shí)現(xiàn): 對(duì)原始 T/R 測(cè)量執(zhí)行單端口全校準(zhǔn)和使用反射阻抗轉(zhuǎn)換將測(cè)量數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為阻抗。(注意，盡管物理連接為并聯(lián)-直通，但請(qǐng)勿在此情況下使用并聯(lián)-直通阻抗轉(zhuǎn)換)。

圖36. 直流電壓偏置的MLCC 測(cè)量配置示例

MLCC 測(cè)量示例

圖 37 顯示的是用 E5061B-3L5 S 參數(shù)測(cè)試端口測(cè)量大電容MLCC 阻抗的測(cè)量結(jié)果。被測(cè)器件如圖 34 所示將安裝在測(cè)試電路板上，測(cè)試頻率范圍從 100 Hz 至 1 GHz。在測(cè)試電纜的端口上做了全 2 端口校準(zhǔn)， 測(cè)試板的傳輸線的誤差用端口延伸功能進(jìn)行了補(bǔ)償。阻抗的幅度 | Z |，相位軌跡，電容 Cs 以及電感 Ls 都是用 E5061B-005 阻抗分析功能(端口 1-2 并聯(lián)-直通法) 繪制出來(lái)的。

圖 38 是使用增益相位測(cè)試端口對(duì)一個(gè)MLCC 進(jìn)行測(cè)量的結(jié)果，所用的配置方式如圖 36 所示。注意， 在設(shè)定測(cè)量模式為增益相位并聯(lián)- 直通法和選擇所有待測(cè)阻抗參數(shù)之后 R 端口和 T 端口的輸入阻抗必須設(shè)置為 1 MΩ。測(cè)試頻率范圍為 100 Hz 至 10 MHz。如圖 36 中的示例所示，通過(guò)給你使用阻抗校準(zhǔn)功能和開(kāi)路/ 短路/負(fù)載校準(zhǔn)器件對(duì)儀表進(jìn)行校準(zhǔn)可以完成三項(xiàng)校準(zhǔn)。從測(cè)試結(jié)果可以看到，游標(biāo)的讀數(shù)顯示10 kHz 時(shí)的電容測(cè)量結(jié)果約為47 uF。

另一方面，圖 39 顯示在相同測(cè)量配置下應(yīng)用 3 Vdc 直流偏置得到的測(cè)量結(jié)果。如圖所示，由于被測(cè)器件與直流電壓有很大關(guān)系，電容值在 10 kHz 時(shí)大幅下降至 29 uF。這意味著在直流偏置條件下， 類似于 PDN 的實(shí)際操作環(huán)境，進(jìn)行大電容MLCC 測(cè)量十分重要。

大電容 MLCC 還與交流電壓電平有關(guān)。如果需要，可以在您感興趣的頻率點(diǎn)上檢查實(shí)際施加到被測(cè)器件的交流電壓的電平。例如在圖36 的配置中，施加到被測(cè)器件的交流電壓電平可以通過(guò)以下公式進(jìn)行計(jì)算:

Vdut = Vsrc x Zdut/(Zdut + 50 + Ri)

Vsrc = 2 x SQRT (50 x 0.001 x 10^(Pset/10)

其中 Pset 為激勵(lì)源的功率 (單位 dBm)， Ri 為圖 36 中感應(yīng)電流的電阻，Zdut 為被測(cè)件阻抗，它的值大約為1/(2*pi*f *C)。

同樣，也可以用儀表分段掃描的功能，通過(guò)逐點(diǎn)調(diào)整激勵(lì)源的設(shè)置來(lái)給MLCC 施加一個(gè)恒定的交流電壓[3]。

圖37. MLCC 阻抗測(cè)量示例

使用S 參數(shù)測(cè)試端口(端口1-2 并聯(lián)-直通法)

起始頻率= 100 Hz，終止頻率= 1 GHz

激勵(lì)源= 0 dBm，IFBW = 自動(dòng)/最高100 Hz

圖38. MLCC 阻抗測(cè)量示例(無(wú)直流偏置)

增益相位測(cè)試端口(增益相位并聯(lián)-直通法)

起始頻率= 100 Hz，終止頻率= 10 MHz

激勵(lì)源= 0 dBm，IFBW = 自動(dòng)/最高20 Hz

T 和R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 1 MΩ

圖39. MLCC 阻抗測(cè)量示例(3 V 直流偏置條件下)

增益相位測(cè)試端口(增益相位并聯(lián)-直通法)

起始頻率 = 100 Hz，終止頻率 = 10 MHz

激勵(lì)源 = 0 dBm，IFBW = 自動(dòng)/最高 20 Hz

T 和 R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 1 MΩ

對(duì)裝配了旁路電容器的 PCB 進(jìn)行測(cè)量 [1]

下面這個(gè)例子是對(duì)一個(gè)裝有旁路電容器的 PCB 上進(jìn)行電路板級(jí) PDN 的自阻抗測(cè)量。從這個(gè)例子中，我們將會(huì)驗(yàn)證這些旁路電容器會(huì)把 PDN 的阻抗值抑制在目標(biāo)范圍內(nèi)。圖 40 對(duì)三種不同的 2 端口探測(cè)方法進(jìn)行了比較。其中，圖 40 (c) 的方法是對(duì)于測(cè)量已經(jīng)裝有器件的 PCB 在高頻范圍上供電路徑和接地路徑之間極小自阻抗的最好的方法，在這里，旁路電容器和 PCB 自身的總電感量是阻抗的主要成分。如圖 40 (c) 所示通過(guò)把兩個(gè)探測(cè)探頭從電路板的兩面相向地與被測(cè)器件電路板進(jìn)行接觸，我們可以把兩個(gè)探頭之間互相耦合的電感效應(yīng)降至最小，同時(shí)，在電路板的層到層之間的測(cè)量結(jié)果中也不會(huì)包括電路板上過(guò)孔的電感量。

為了在電路板的同一側(cè)進(jìn)行探測(cè)時(shí)把探頭的耦合誤差降低到最小的程度，需要設(shè)法把探頭的中心導(dǎo)體和接地管腳之間形成的電流環(huán)路面積盡可能地減小到最小的程度，同時(shí)，兩個(gè)探頭之間的距離要盡可能地遠(yuǎn)。不過(guò)，如果用圖 40 (b) 的方法測(cè)量自阻抗時(shí)，兩個(gè)探頭之間的距離比起最高測(cè)試頻率的信號(hào)的波長(zhǎng)來(lái)要足夠小才行。

圖40.使用探頭用兩端口法測(cè)量PCB 的總結(jié)

測(cè)量PC 母板的例子

圖 41 是對(duì)一個(gè)裝有很多大電容和小電容的 PC 母板進(jìn)行測(cè)量得到的結(jié)果。在測(cè)量中給母板的供電量是關(guān)閉的，我們測(cè)量了供電層和接地層之間由旁路電容和PCB 的裸導(dǎo)體的阻抗特性形成的自阻抗。因?yàn)樵谶@個(gè)被測(cè) PCB 板上沒(méi)有設(shè)計(jì)專門(mén)用來(lái)測(cè)試的焊盤(pán)，因此我們把其中一個(gè)焊接在過(guò)孔上的大的旁路電容給拿掉了，在它原來(lái)的位置上從電路板的正反兩面焊接上了用SMA 接頭自制的探頭。

在測(cè)量之前在同軸測(cè)量電纜的端口上做了全 2 端口校準(zhǔn)，探頭尖的電長(zhǎng)度對(duì)測(cè)量結(jié)果的影響通過(guò)端口延伸功能進(jìn)行補(bǔ)償，頻率的掃描范圍可以從 100 Hz 到 1 GHz。不過(guò)在這個(gè)測(cè)量中，我們所關(guān)心的頻率范圍主要集中在幾kHz 到幾百M(fèi)Hz 的范圍上， 這是電路板上旁路電容抑制 PDN 阻抗的主要頻率范圍。(具體最高的測(cè)試頻率要視應(yīng)用而定)。

圖 41 (a) 中的測(cè)量結(jié)果是在測(cè)量電纜上沒(méi)有使用磁環(huán)的情況下得到的。因?yàn)殡娐钒迳习惭b的這些大容量電容會(huì)在低頻測(cè)量范圍內(nèi)產(chǎn)生很小的阻抗，因此在低頻測(cè)量端，可以看到因?yàn)闇y(cè)量電纜的接地環(huán)路引起的測(cè)量誤差。

另一方面，圖 41 (b) 的測(cè)量結(jié)果是在測(cè)試電纜上使用了大磁通量的磁環(huán)的情況下得到的。借助磁環(huán)的影響，在低頻測(cè)量范圍內(nèi)阻抗的測(cè)量結(jié)果就精確得多了。

在這個(gè)測(cè)量中，我們使用 E5061B 的 S 參數(shù)測(cè)量端口和外置磁環(huán)，在一次掃描的過(guò)程中就把 PDN 從低頻到高頻的阻抗全部測(cè)量出來(lái)。不過(guò)，如果您找不到很合適的磁環(huán)的話，我們建議您可以先用儀表的增益相位測(cè)量端口測(cè)量低頻段的阻抗，然后再用S 參數(shù)測(cè)量端口測(cè)量高頻段的阻抗。

圖41. 安裝有多個(gè)旁路電容器的PCB 板的測(cè)量示例

使用S 參數(shù)測(cè)試端口(端口1-2 并聯(lián)-直通法)

起始頻率= 100 Hz，終止頻率= 1 GHz

激勵(lì)源= 10 dBm，IFBW = 自動(dòng)/最高100 Hz

審核編輯：湯梓紅