單電源儀表放大器電路圖

儀表放大器將兩個(gè)信號(hào)的差值放大。典型的差模信號(hào)來自傳感器件,諸如電阻橋或熱電偶。圖1示出了儀表放大器的典型應(yīng)用,來自電阻橋的差模電壓被AD620（低功耗,低成本,集成儀表放大器）放大。在熱電偶和電阻橋的應(yīng)用中,差模電壓總是相當(dāng)?。◣缀练绞畮缀练６鴥蓚€(gè)輸入端輸入的同極性、同幅值的電壓約為2.5V,還有對(duì)測(cè)量無用的共模分量,所以理想的儀表放大器應(yīng)該放大輸入端兩信號(hào)的差值,任何共模分量都必須被抑制。事實(shí)上,抑制共模分量是使用儀表放大器的唯一原因。實(shí)踐中,儀表放大器從沒有徹底抑制掉共模信號(hào),輸出端總會(huì)有一些殘余成份。

共模抑制比（CMRR）是用來衡量共模信號(hào)被放大器抑制程度的一個(gè)綜合指標(biāo),它由下式定義

圖1 在一個(gè)典型的儀表放大器的應(yīng)用中,輸入共模電壓由來自橋的直流偏壓（V_S/2）和輸入線中檢拾的任何共模噪聲組成。共模電壓的一部分總會(huì)出現(xiàn)在儀表放大器的輸出端。

式中的Gain是放大器的差模增益,V_cm是輸入端存在的共模電壓,V_out是輸入共模電壓在輸出端的結(jié)果。

代入具體值,如AD620集成儀表放大器所設(shè)置增益為10時(shí),CMRR為100dB,圖1中共模電壓為2.5V,由（1）式求出它在輸出端的電壓為250m V。有上面設(shè)定,注意到由輸入和輸出失調(diào)電壓所引起的輸出電壓約為1.5mV,這說明作為誤差源,CMRR并沒有失調(diào)電壓重要。至此,只討論了直流信號(hào)的共模抑制比。

交流和直流共模抑制比

在圖1中,共模信號(hào)可以是穩(wěn)態(tài)的直流電壓（如來自電橋的2.5V電壓）,或是來自外部干擾。在工業(yè)應(yīng)用中,最普通的外部干擾從50Hz/60Hz輸電干線檢拾而來（例如來自照明燈,電機(jī)或任何在輸電干線上運(yùn)行的設(shè)備）。在不同的測(cè)量應(yīng)用中,儀表放大器輸入端的干擾基本相等,因此在這里干擾信號(hào)也被看作共模信號(hào),被疊加在輸入直流共模電壓上,在輸出端得到的是這個(gè)輸入共模信號(hào)的衰減形式,衰減程度取決于該頻率下的CMRR。

雖然直流失調(diào)電壓可以通過微調(diào)和校準(zhǔn)輕易除去,而輸出端的交流誤差卻很麻煩。例如,如果輸入回路從輸電干線檢拾到50Hz或60Hz的干擾,那么輸出端的交流電壓會(huì)降低整個(gè)應(yīng)用的分辨度。濾除干擾代價(jià)很昂貴,并且僅在對(duì)速度要求不高的應(yīng)用中才可行。顯然,整個(gè)頻率范圍內(nèi)的高共模抑制有助于減小外部共模干擾的影響。

所以,實(shí)踐中在整個(gè)頻率范圍內(nèi)來討論CMRR比討論它在直流時(shí)的情況要有意義得多。集成儀表放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)列出了在50Hz/60Hz時(shí)的CMRR,圖解部分給出CMRR隨頻率變化的曲線（見圖2）。

圖2表明AD623（低價(jià)格集成儀表放大器）CMRR在頻率范圍內(nèi)變化的情況。100Hz以前保持平坦,之后（大于100Hz）開始下降,可以看出,50Hz/60Hz電網(wǎng)干擾會(huì)被很好的抑制。還要注意電網(wǎng)頻率的諧波干擾,在工業(yè)環(huán)境中,電網(wǎng)頻率諧波可以達(dá)到第七諧波（350Hz/420Hz）。此時(shí),CMRR降到大約90dB（增益為10）。這使得- 70dB的共模增益仍足以抑制大多數(shù)共模干擾。

不同結(jié)構(gòu)的儀表放大器

現(xiàn)在考察儀表放大器的不同結(jié)構(gòu),結(jié)構(gòu)的選擇和無源元件的精確度會(huì)影響交直流的CMRR。3.1 二運(yùn)放儀表放大器

圖3是一個(gè)基本二運(yùn)放儀表放大器的電路圖,差模增益可由式（2）給出

（2）

這里R₁=R₄,R₂=R₃,如果R₁=10kΩ,R₂=1kΩ,差模增益為11,從式（2）可知,根本不可能使編程增益為1。

3.1.1 二運(yùn)放儀表放大器的共模增益

直流共模電壓引起的輸出電壓由式（3）給出

運(yùn)用式（1）,可得電路的CMRR的表達(dá)式為

因?yàn)榉帜钢械碾娮璞瓤偸墙咏?,不需要考慮儀表放大器的增益,我們可得到,二運(yùn)放儀表放大器的CMRR隨差模增益的增加而增加。

在上述電阻網(wǎng)絡(luò)中,由于存在誤差,實(shí)際電阻值不可能完全等于標(biāo)稱值,即存在失配,可以將R₁R₃的實(shí)際值比它與R₂R₄之差值的百分率定義為失配。式（4）可以改寫為

式中Mismatch為失配率。

編程增益的四個(gè)電阻間的任何不匹配都會(huì)直接影響CMRR。在環(huán)境溫度下,精密的電阻網(wǎng)絡(luò)通過微調(diào)可以達(dá)到最大精確度。電阻的溫度漂移造成的任何失配都會(huì)加劇CMRR的降低。

顯而易見,高共模抑制的關(guān)鍵是電阻網(wǎng)絡(luò),因此電阻比和相對(duì)應(yīng)的漂移兩者都要很好的匹配,而電阻的絕對(duì)值和他們的絕對(duì)漂移卻不重要,關(guān)鍵在于匹配。

集成儀表放大器特別適合于增益編程電阻的比值匹配和溫度跟蹤。制作在硅片上的薄膜電阻的最初容差達(dá)到± 20%,制作過程中的激光修整使電阻間的比例誤差減小至0.01%。此外,各薄膜電阻值和溫度系數(shù)之間的相關(guān)變化很小,通常小于3×10- ⁶/℃。

圖4說明在環(huán)境溫度下電阻失配的實(shí)踐結(jié)果。圖3中,電路CMRR的測(cè)量(增益為11)用到4個(gè)電阻,其失配約為0.1%(R₁=9999.5Ω,R₂=999.76Ω,R₃=1000.2Ω,R₄=9997.7Ω)。直流CMRR的值約為84dB（理論值為85dB）,當(dāng)頻率增加時(shí),CMRR迅速下降。圖4同時(shí)給出了電網(wǎng)干擾的輸出電壓的示波器波形。180Hz時(shí)200mV(峰-峰)諧波引起的輸出電壓約為800m V。由上述設(shè)定,一個(gè)輸入范圍為0～2.5V的12位數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的1sb權(quán)重為610mV。

A₁同相端的V_in-信號(hào)經(jīng)A1后產(chǎn)生的相移或延時(shí)將導(dǎo)致V_in-和A₁的輸出信號(hào)間出現(xiàn)向量誤差,引起整個(gè)頻率范圍內(nèi)CMRR的降低。為保證一定的CMRR,V_in-和A₁輸出端的共模信號(hào)應(yīng)有相同的相位和幅度,這只有在A₁沒有延時(shí)時(shí)才可能做到。選擇一個(gè)匹配的高速雙運(yùn)放可以擴(kuò)展頻率范圍,從而使CMRR保持平坦,但另一方面,高速運(yùn)放會(huì)檢拾外部高頻干擾。另一個(gè)解決方法是在A1的反相輸入端和地端之間接一個(gè)微調(diào)電容,缺點(diǎn)是必須手動(dòng)微調(diào)。

所以圖4的CMRR（在頻率范圍內(nèi)）受兩個(gè)截然不同的參數(shù)的影響。在低頻時(shí),CMRR與編程增益電阻的失配直接關(guān)聯(lián),高頻時(shí),運(yùn)放的差模閉環(huán)增益引起CMRR的降低。

3.1.2 二運(yùn)放儀表放大器的共模范圍

二運(yùn)放儀表放大器的輸入共模范圍受編程增益的影響。圖3中,A1工作在閉環(huán)增益為1.1時(shí),輸入端的任一共模電壓都被放大（即輸入共模電壓經(jīng)1.1倍放大后出現(xiàn)在A1的輸出端）。

現(xiàn)在討論儀表放大器可編程增益為1.1時(shí)的情況（R₁=1kΩ,R₂=10kΩ,R₃=10kΩ,R₄=1kΩ）。A1的閉環(huán)增益為11,因?yàn)楣材ｋ妷簳?huì)被放大,所以輸入共模范圍受A1輸出擺動(dòng)幅度的嚴(yán)格限制。在應(yīng)用中,強(qiáng)制性使用低電壓引起的問題特別嚴(yán)重,這種情況下,運(yùn)用滿幅度放大器會(huì)增加一些擺動(dòng)范圍以緩解這個(gè)問題。

三運(yùn)放儀表放大器

圖5是三運(yùn)放儀表放大器的結(jié)構(gòu),是分離和集成儀表放大器最常選的結(jié)構(gòu)。整個(gè)增益的傳輸函數(shù)很復(fù)雜,當(dāng)R₁=R₂=R₃=R₄時(shí),傳輸函數(shù)可以簡(jiǎn)化為

（6）

R₅和R₆設(shè)置為相同值（通常在10～50kΩ）。簡(jiǎn)單地調(diào)節(jié)R_G的值,電路的整個(gè)增益可由單位值調(diào)至任意高的值。

3.2.1 三運(yùn)放儀表放大器的共模增益

如所期望的,儀表放大器的共模增益的理論值為0。為計(jì)算共模增益,設(shè)定輸入端只有一個(gè)V_cm共模電壓（也即V_in+=V_in-=V_cm）。R_G上沒有電壓降,A1,A2的輸出電壓也等于V_cm,設(shè)A1和A2理想匹配,因此第一個(gè)近似值即第一級(jí)共模增益等于單位值并獨(dú)立于編程增益。

假定運(yùn)放A3是理想的,第二級(jí)共模增益由式（7）得到

代入式（1）,共模抑制比就變?yōu)槭剑?）

式中的分母比二運(yùn)放儀表放大器時(shí)復(fù)雜得多,而正如式（4）所示,分母可用電阻的失配百分率來表示,即

在式（8）中,如果4個(gè)電阻都相等（或R₁=R₃,R₂=R₄）,其分母就會(huì)變?yōu)?,而這幾個(gè)電阻的任何失配都會(huì)使共模電壓的一部分出現(xiàn)在輸出端。與二運(yùn)放儀表放大器相似：任何電阻間溫度漂移的失配都會(huì)降低CMRR。

3.2.2 三運(yùn)放儀表放大器的交流CMRR

如果A1,A2很好的匹配（即相同的閉環(huán)帶寬）,CMRR就不會(huì)像二運(yùn)放那樣迅速下降。對(duì)比一下圖2和圖4,三運(yùn)放儀表放大器的CMRR在100Hz之前相對(duì)平坦,而二運(yùn)放儀表放大器的CMRR在大約10Hz時(shí)就開始降低。

3.2.3 三運(yùn)放儀表放大器的共模范圍

三運(yùn)放儀表放大器的第一級(jí)共模增益為單位值,共模電壓原封不動(dòng)的出現(xiàn)在圖5中A1,A2的輸出端,而差模輸入電壓（V_diff）降落在增益電阻上,結(jié)果電流流過R₅,R₆,這意味著當(dāng)輸入差模電壓增加時(shí),A1的電壓將高于V_cm,A2的電壓將低于V_cm。因此,當(dāng)增益和（或）輸入信號(hào)增加時(shí),A1,A2的電壓范圍也會(huì)增加,最終被電源電壓的范圍所限制?？梢灾?共模電壓可以達(dá)到的范圍、差模輸入電壓、增益這三者之間是互相關(guān)聯(lián)的。例如,增加增益會(huì)減小共模范圍和輸入電壓范圍,同樣,增加共模電壓會(huì)限制差模輸入范圍并限制增益可能達(dá)到的最大值。如果輸入級(jí)運(yùn)放的輸出擺動(dòng)已知,那么就能很好地表示輸入范圍,共模范圍和增益之間的關(guān)系,以服務(wù)于特殊的三運(yùn)放儀表放大器。

工業(yè)應(yīng)用中運(yùn)用低電源電壓時(shí),可用的擺動(dòng)范圍也越來越少。至于二運(yùn)放儀表放大器,可以用滿幅度運(yùn)放來解決這個(gè)問題,三運(yùn)放儀表放大器中,因?yàn)檫^度的輸入電壓、共模電壓或增益會(huì)削減輸入級(jí)（A1,A2）的輸出電壓,所以滿幅度輸出級(jí)（A3）在這里根本起不了什么作用。

3.2.4 低共模應(yīng)用中優(yōu)化的單電源三運(yùn)放儀表放大器

圖6是AD623（低耗單電源滿幅度儀表放大器）的簡(jiǎn)圖,沿用傳統(tǒng)的三運(yùn)放儀表放大器結(jié)構(gòu),在用作輸入級(jí)運(yùn)放之前,正反相輸入電壓通過一個(gè)PNP管,電壓上偏了0.6V。

要理解電平偏移的重要性,先要考慮儀表放大器工作的通常條件。圖7示出了AD623的一個(gè)典型應(yīng)用,儀表放大器放大的信號(hào)來自一個(gè)J型熱電偶,儀表放大器連同A/D轉(zhuǎn)換器共同由+5V單電源供電。此應(yīng)用中。所測(cè)溫度范圍從－200～+200℃,相應(yīng)的熱電偶的電壓范圍為－7.890～10.777mV。

如通常一樣,熱電偶的一端接地,使偏置電流流入儀表放大器。因此,同相、反相輸入電壓中間的共模電壓非常接近地電平。實(shí)際上,從熱電偶而來的電壓開始變負(fù)時(shí),有效共模電壓也變負(fù)。

在傳統(tǒng)的三運(yùn)放儀表放大器中,當(dāng)熱電偶電壓開始大于零時(shí),輸入級(jí)的電壓擴(kuò)展效果會(huì)導(dǎo)致輸入級(jí)的一個(gè)運(yùn)放的輸出電壓變?yōu)榈?。圖6的電平偏置結(jié)構(gòu)通過有效的在共模電壓上加0.6V,避免了這個(gè)問題,從而對(duì)地有更多的擺動(dòng)范圍,并且使A1和A2滿幅度運(yùn)放的輸出電壓處于線性區(qū)域,即使輸入電壓和共模電壓低于地電平。輸入電壓可以負(fù)到150mV,這由編程增益和共模電壓控制。

在此例中,儀表放大器的設(shè)置增益為91.9（R_G=1.1kΩ）,基準(zhǔn)腳的電壓設(shè)為2V,只要熱電偶電壓處在溫度為－200～+200℃間變化,儀表放大器的輸出電壓范圍就為1.274～2.990V（對(duì)地）,這個(gè)電壓擺動(dòng)范圍很適合A/D轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍（2V±1V）。

3.2.5 單電源二運(yùn)放儀表放大器在低共模電壓中的應(yīng)用

加一個(gè)V_be電壓降使共模電壓升高的方法可應(yīng)用于二運(yùn)放儀表放大器。圖8是AD627的簡(jiǎn)圖,它是一個(gè)集成二運(yùn)放儀表放大器,運(yùn)用特殊技術(shù)來獲得整個(gè)頻率范圍內(nèi)的高CMRR。必須指出,對(duì)于三運(yùn)放儀表放大器而言,必須注意補(bǔ)償內(nèi)部節(jié)點(diǎn)電壓,避免信號(hào)飽和,這在單電源應(yīng)用中格外嚴(yán)格。一般說來,最大增益由輸出有效信號(hào)的范圍決定（反相通道大于50mV,同相通道為100mV以內(nèi)）。而在輸入共模電壓接近或等于零的單電源應(yīng)用中,編程增益有一定限制。當(dāng)輸入、輸出和基準(zhǔn)引腳（REF）的電壓范圍由技術(shù)說明所規(guī)定時(shí),這些引腳的電壓范圍是互相影響的。在圖8中,由含有共模分量V_cm的差模電壓V_diff驅(qū)動(dòng),運(yùn)放A1輸出端電壓是V_diff、V_cm、V_ref引腳電壓和編程增益的函數(shù)：

V_A1=1.25（V_cm+0.5V）- 0.25V_ref-V_diff（25kΩ/R_G－0.625）

也可用-IN和+IN（V_－和V₊）腳上的實(shí)際電壓來表示：

V_A1=1.25（V_－+0.5V）- 0.25V_ref-（V_＋-V_－）25kΩ/R_G

A1的輸出電壓在反相通道為50mV以內(nèi),同相通道為200mV以內(nèi)擺動(dòng),上述等式可用以驗(yàn)證A1的電壓是否在此范圍內(nèi)。從以上任何一個(gè)等式可以看到,當(dāng)V_ref作為AD627的輸出(A2)正偏置增加時(shí),A1的輸出電壓會(huì)減小。此外,增加輸入共模電壓會(huì)增加A1的輸出電壓。在共模電壓較低的單電源應(yīng)用中,差模輸入電壓或REF上的電壓太高會(huì)使A1的輸出變?yōu)榈仉娖?。輸入電壓有效上?.5V（如T1和T2的V_be）可以增加一些擺動(dòng)范圍。

表1給出AD627在不同單電源輸入條件下的最大增益值,輸出擺幅是根據(jù)REF腳上的電壓得到的,REF上的電壓已經(jīng)被設(shè)置為2V或1V,以使增益和輸出擺動(dòng)范圍最大。注意在很多情況下,使單電源電壓值大于5V毫無好處（輸入范圍為0V至1V時(shí)除外）。

表1 AD627低共模單電源應(yīng)用的最大增益

V_in	REF Pin	Supply Voltage	Resulting max Gain	R_G tolerance）	Output Swing w.r.t 0V
+/- 100mV,V_cm=0V	2V	+5 to +15V	12.0	28.7kΩ	0.8 to 3.2V
+/- 50mV,V_cm=0V	2V	+5 to +15V	23.7	10.7kΩ	0.8 to 3.2V
+/- 10mV,V_cm=0V	2V	+5 to +15V	119.9	1.74kΩ	0.8 to 3.2V
V- = 0V,V₊= 0 to 1V	1V	+10 to +15V	7.5	78.7kΩ	1 to 8.5V
V- =0V,V₊=0 to 100mV	1V	+5 to +15V	31	7.87kΩ	1 to 4.1V
V- =0V,V₊= 0 to 10mV	1V	+5 to +15V	259.1	787kΩ	1 to 3.6V

4 濾去高頻共模信號(hào)

所有的儀表放大器都能校正高頻中超出頻帶的信號(hào),一旦校正,這些信號(hào)就變成直流失調(diào)誤差出現(xiàn)在輸出端。圖9的電路提供了一個(gè)很好的RFI抑制,在儀表放大器的通頻帶內(nèi)不會(huì)降低性能。電阻R₁和電容C₁（同樣R₂和C₂）組成一個(gè)低通RC濾波器,- 3dB帶寬F=1/（2πR₁C₁）,代入元件值,這個(gè)濾波器有大約40kHz的- 3dB帶寬。電阻R₁和R₂要選擇足夠大,使電路輸入與電容分離,但不能大到增加電路噪聲的程度,為維持放大器通頻帶的共模抑制,電容C₁和C₂必須是± 5%乃至更好的元件,或經(jīng)測(cè)試能提供很好匹配的低成本元件。

維持低頻時(shí)的共模抑制,電容器C₃是必需的。R₁、R₂和C₁、C₂構(gòu)成橋電路,橋電路的輸出與儀表放大器的輸入相接。C₁,C₂的任何失配都會(huì)導(dǎo)致橋電路失衡并減小共模抑制。C₃確保任何RF信號(hào)為共模信號(hào)（極性幅值相同地出現(xiàn)在儀表放大器的兩個(gè)輸入端）,并且不會(huì)差分輸入。第二級(jí)低通網(wǎng)絡(luò)（R₁+R₂和C₃）的- 3dB帶寬為1/[2π（R₂+R₁）C₃],將C₃=0.047m F代入,此電路－3dB信號(hào)帶寬約為400Hz。典型的直流偏移（整個(gè)頻率范圍內(nèi)）小于1.5m V,電路對(duì)RF信號(hào)的抑制大于71dB。通過減小R₁、R₂至2.2 kΩ,電路的- 3dB信號(hào)帶寬可以增至900Hz。除了在儀表放大器之前的電路必須驅(qū)動(dòng)一個(gè)抵阻抗負(fù)載外,性能與使用4kΩ時(shí)相似。

圖9的電路可用一個(gè)PCB板來建立,元件引線必須盡可能短,電阻R₁,R₂可為1%金屬膜電阻,而電容C₁、C₂必須為±5%容差元件,以避免降低電路的共模抑制。推薦用5%銀云母片電容或松下公司的±2%PPS膜電容。

圖9 通常模式和共模抑制RF干擾的衰減電路

圖6 AD623采用典型三運(yùn)放儀表放大器的結(jié)構(gòu)。通過給兩個(gè)輸入端上偏0.6V電壓,即使在極低共模電壓下也可單電源工作。

圖7 AD623的輸入級(jí)電平偏置非常適用于單電源低共模應(yīng)用。溫度范圍為- 200～+200℃,J型熱電偶的電壓范圍從- 7.890～10.777mV。91.9的增益使儀表放大器的輸出電壓范圍為1至3V（即2V±1V）,輸出端與單電源供電的AD7776A/D轉(zhuǎn)換器相接。

　

圖8 一個(gè)集成二運(yùn)放儀表放大器AD627,也采用V_be電平偏置以便低輸入共模電壓在單電源下工作。

圖4 可編程增益的四個(gè)電阻間0.1%的失配決定二運(yùn)放儀表放大器低頻時(shí)的CMRR。兩個(gè)運(yùn)放間閉環(huán)增益的差異會(huì)導(dǎo)致整個(gè)頻段CMRR的降低。在180Hz時(shí),200mV的電網(wǎng)諧波會(huì)在運(yùn)放輸出端產(chǎn)生800μV的電壓。

圖5 三運(yùn)放儀表放大器的結(jié)構(gòu),R₁,R₂,R₃,R₄之間0.1%的失配會(huì)導(dǎo)致最壞情況下CMRR為60dB（增益為1）。漂移失配使CMRR降低加劇。

圖3 二運(yùn)放儀表放大器的輸入共模范圍隨差模增益降低而降低（不可能得到單位增益）。電阻的不匹配決定直流和低頻時(shí)的CMRR,而高頻CMRR取決于通過A1的V_in-的相移。