功耗僅為15.5mW的16位1MSPS模數(shù)轉換器

功耗僅為15.5mW的16位1MSPS模數(shù)轉換器

今年年初 TI 推出的兩款模數(shù)轉換器 (ADC) ADS8329 和 ADS8330 向世人展現(xiàn)了一個低功耗、高速和高性能的獨特組合。該組合使其成為諸多應用的理想選擇，例如：通信、醫(yī)療儀器、自動測試設備、數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)或工業(yè)過程控制等。本文中，TI 的 ADC 馬達控制設計經(jīng)理 Frank Ohnhaeuser 就上述兩款轉換器的有關性能進行了概述，并對有助于實現(xiàn)這些性能的關鍵要素作了闡述。

ADS8329 和 ADS8330 屬于同一個器件系列，他們是 500kSPS ADS8327 和 ADS8328 的升級延伸。所有產(chǎn)品均為引腳兼容，并提供了一個基于逐次逼近架構 (SAR) 的 ADC。ADS8327 和 ADS8329 均為單通道器件，而 ADS8328 和 ADS8330 為雙通道器件。一個內(nèi)部時鐘用于對轉換計時，但是也可以對該轉換器進行編程，以利用串行接口的外部時鐘。編程和數(shù)據(jù)傳送均通過一個高速串行接口來完成。

圖 1 ADS8329/30 結構圖

如果轉換正在使用內(nèi)部時鐘，那么外部時鐘就應該被關閉。非同步時鐘信號通常會引起基板失真，從而得到兩種選項。如果 ADC 以內(nèi)部時鐘運行，那么就應該在轉換之后讀取數(shù)據(jù)，并且在數(shù)據(jù)傳送完成以前，不應觸發(fā)新的轉換。如果該部件通過外部時鐘運行，那么就可以在下一轉換期間讀取數(shù)據(jù)。外部時鐘以兩倍的轉換速度運行，以確保數(shù)據(jù)傳送在運行轉換復寫 (overwrite) 輸出數(shù)據(jù)以前完成。

通過串行接口編程可實現(xiàn)多種額外的功能。一種是雙通道產(chǎn)品的通道選擇。這樣，就可擁有一個自動觸發(fā)器，其在前一個轉換完成以后自動將轉換起始信號 (CONVST) 初始化為 4 個轉換時鐘周期。利用鏈模式，數(shù)個同步采樣 ADC 的數(shù)據(jù)可以通過一個串行接口讀取。您可以在產(chǎn)品說明書中查看到其他的特性。

該轉換器系列專門優(yōu)化用以實現(xiàn)低功耗，以便具有多種功耗降低特性。在慢內(nèi)部信號保持上電而快速 (300ns) 恢復模塊被關閉的情況下，得以實施一個 NAP 模式。我們可以將 2.7V 電源電壓的電流消耗從 5mA 降低至 0.25mA，將 5V 電源電壓的電流消耗從 7mA 降低至 0.3mA?？梢酝ㄟ^串行接口或觸發(fā) CONVST 信號來喚醒 ADC。在正常運行狀態(tài)下，CONVST 信號將會立即凍結輸入電壓，并開始轉換。在 NAP 模式下，ADC 首先醒來，同時數(shù)據(jù)在 6 個時鐘周期以后自動被凍結。

為了最小化開銷，可將轉換器置于一種 AUTONAP 模式。在該模式下，一旦轉換完成，轉換器就會自動地降低其電流消耗。因此，CONVST 信號可以被用于喚醒 ADC，并開始轉換。在轉換完成以后，ADC 將再次降低其功耗。

如果 ADC 長期保持非使用狀態(tài)，那么深度睡眠 (PD) 功能應該被用于充分降低 ADC 功耗。剩余的漏電流通常為 4nA。圖 2 和圖 3 顯示了 NAP 和 PD 運行中電流消耗與采樣速率的關系。由于存在更長的喚醒時間，因此，深度睡眠運行模式應該只在低采樣速率條件下才使用。對于 100kSPS 以上的采樣速率而言，NAP 功能更為有效。

圖 2 在 NAP 模式下，電流消耗與采樣速率的關系

圖 3 在 PD 模式下，電流消耗與采樣速率的關系

就節(jié)能而言，我們建議關閉 ADC 的外部時鐘。否則，電流消耗可能會保持在 1mA 以上。ADS8329/30 不同于一些有競爭力的產(chǎn)品，因為其可以被用于較寬的電源電壓范圍。在 2.7V 到 5V 的范圍內(nèi)可以選擇模擬電源電壓，而數(shù)字接口則可以始終在低至 1.65V 的電壓下工作。

ADS8329/30 的設計不僅是為了實現(xiàn)低功耗，還為了實現(xiàn)高性能。一個內(nèi)部動態(tài)誤差允許對較小調(diào)整進行校正，以及轉換期間的散熱效果，同時在轉換結束時對其進行校正。該功能以及封裝內(nèi)的微調(diào)功能使差分線性度保持在 ±0.5LSB 的范圍內(nèi)。緊密的差分線性度還有助于達到一個較好的積分線性。圖 4和圖 5 顯示了這種典型的線性度。

圖 4 LSB 中差分非線性與 1MSPS 輸出代碼的關系

圖 5 LSB 中積分非線性與 1MSPS 輸出代碼的關系

當功耗受到限制時，噪聲優(yōu)化就變得困難了。在 ADS8329/30 上，通過將參考緩沖器移出 ADC，可以實現(xiàn)低噪聲。這就要求一個外部電容器能夠?qū)τ?ADC 電容器陣列引起的參考突波進行補償。如果這種電容器高至 216+1，那么在一個轉換期間該電容器的壓降會保持在 LSB 的一半以下。對于 ADS8329 而言，推薦使用 22uF 陶瓷電容器，以其 0805 尺寸和 X5R 質(zhì)量，現(xiàn)在開始供貨。參考電壓應該具有一個良好的負載抑制，以便轉換器輸入的平均電流不會引起參考輸入壓降（該壓降超過了 LSB 的一半）

圖 6 DC 輸入電壓下 4096 代碼的代碼分布

除該參考電壓以外，內(nèi)部電容器也是一個主要的噪聲源。動態(tài)誤差校正允許較小的內(nèi)部調(diào)整誤差。這樣，就可以減少比較器帶寬。這兩個因素均限制了噪聲，因此就實現(xiàn)了一個 DC 輸入電壓的緊密噪聲分布（如圖 6 所示）。共計 4096 個采樣中的 4087 個采樣僅分布在 2 個代碼上面。

市場上有少數(shù)產(chǎn)品表現(xiàn)出更為緊密的噪聲分布，但是這些產(chǎn)品擁有全對稱、全差動輸入信號，其要求具有一個復雜的輸入結構。ADS8329/30 提供了簡單的單端輸入范圍，因此能夠使用成本更低的 CMOS 放大器，例如：OPA365。

良好的線性和噪聲性能還體現(xiàn)在 ADS8329/30 的 AC 性能上（能實現(xiàn)高達 93dB 的 SNR）。這種差分非線性將影響 SNR，同時積分非線性會引起諧波。圖 7 顯示了一個 10kHz 輸入頻率和 4096 采樣的 FFT，同時還證實具有低諧波失真。更高頻率時，總諧波失真 (THD) 取決于非線性輸入開關和內(nèi)部電容器。

這些非線性組件將會使 THD 迅速降低。在圖 8 中，這種變化得到了監(jiān)控。但是，相比一些頗具競爭力的產(chǎn)品，該下降趨勢不那么劇烈。在其內(nèi)部，使用了一種非常特殊的開關結構，以便使這些非線性開關位于一個低阻抗工作點上。這就大大降低了開關的影響。

圖 7 顯示一個 10kHz 輸入信號的 4096 采樣 FFT

單通道ADS8329和雙通道ADS8330既不是市場上最快的 SAR 轉換器也沒有提供最低的噪聲性能，但是它們是一種非常獨特的最低功耗、高速、低噪聲和良好線性度的組合。這就使它們特別適合于那些重視低功耗和高性能的各種應用，例如：手持終端設備或多通道同步采樣應用等。

圖 8 總諧波失真與輸入頻率的關系