作為電子領域的“黑魔法”,這三者之間的聯(lián)系很有趣

RF工程常被視為電子領域的黑魔法。它可能是數(shù)學和力學的某種奇特組合，有時甚至僅僅是試錯。它讓許多優(yōu)秀的工程師不得其解，有些工程師僅了解結果而對細節(jié)毫無所知?，F(xiàn)有的許多文獻往往不建立基本概念，而是直接跳躍到理論和數(shù)學解釋。復數(shù)RF混頻器揭秘

圖1是采用上變頻器（發(fā)射機）配置的復數(shù)混頻器原理圖。兩條并行路徑各有獨立混頻器，一個公共本振向這些路徑饋送信號，本振與其中一個混頻器的相位相差90°。兩個獨立輸出隨后在求和放大器中求和，產(chǎn)生所需的RF輸出。

圖1. 復數(shù)發(fā)射機基本架構

該配置有一些簡單但非常有用的應用。假設僅在I輸入上饋送一個信號音，而不驅(qū)動Q輸入，如圖2所示。假定I輸入上的信號音頻率為x MHz，則I路徑中的混頻器產(chǎn)生LO頻率±x的輸出。由于沒有信號施加于Q輸入，此路徑中的混頻器產(chǎn)生的頻譜為空，I混頻器的輸出直接成為RF輸出。

圖2. I路徑分析

或者，假設僅向Q輸入施加一個頻率為x的信號音。Q混頻器進而產(chǎn)生信號音為LO頻率±x的輸出。由于沒有信號施加于I輸入，其混頻器輸出靜音，Q混頻器的輸出直接成為RF輸出。

圖3. Q路徑分析

乍看起來，圖2和圖3的輸出似乎完全相同。但實際上，二者有一個關鍵差異，那就是相位。假設將相同信號音同時施加于I和Q輸入，并且輸入通道之間存在90°相移，如圖4所示。

圖4. 同時施加I和Q信號的路徑分析

仔細審視混頻器輸出，我們觀察到：LO頻率加輸入頻率的信號是同相的，但LO頻率減輸入頻率的信號是異相的。這導致LO上側(cè)的信號音相加，而下側(cè)的信號音相消。沒有任何濾波，我們便消除了其中一個信號音（或邊帶），產(chǎn)生的輸出完全位于LO頻率的一側(cè)。

在圖4所示例子中，I信號比Q信號超前90°。如果變更配置使得Q信號比I信號超前90°，那么可以預期會有類似的相加和相消，但在這種情況下，所有信號將出現(xiàn)在LO的下側(cè)。

圖5. 信號音位置取決于I和Q的相位關系

上面的圖5顯示了一個復數(shù)發(fā)射機的實驗室測量結果。左邊顯示的是I比Q超前90°的測試案例，其導致輸出信號音位于LO的上側(cè)。圖5右邊顯示了相反的關系，即Q比I超前90°，由此得到的輸出信號音位于LO下側(cè)。

理論上應當可以讓全部能量僅落在LO的一側(cè)。然而，如圖5中的實驗室測量結果所示，在實踐中完全相消是不可能發(fā)生的，有一些能量會留在LO的另一側(cè)，這就是所謂鏡像。還應注意，LO頻率的能量也是存在的，稱為LO泄漏或LOL。結果中還可以看到其他能量—這些是所需信號的諧波，本文不予以討論。

為了完全消除鏡像，I和Q混頻器輸出的幅度必須完全一致，而在LO鏡像側(cè)上彼此之間的相位恰好相差180°。如果不能滿足上述相位和幅度要求，那么圖4所示的相加/相消過程就會不太理想，鏡像頻率的能量仍會存在。

影響

采用常規(guī)單混頻器架構時，產(chǎn)生LO±產(chǎn)物。發(fā)射之前需要消除其中一個邊帶，通常是通過增加帶通濾波器來消除。濾波器的滾降頻率必須適當，使其既能消除不需要的鏡像信號，又不會影響需要的信號。

圖6.單混頻器鏡像濾波器要求

鏡像和所需信號之間的間隔會直接影響到對濾波器的要求。如果間隔較大，可以使用滾降較緩的簡單低成本濾波器。如果間隔較窄，設計必須實現(xiàn)具有陡峭響應的濾波器，通常采用多極點或SAW濾波器。因此可以說，鏡像和所需信號之間必須保持適當?shù)拈g隔，以便可以濾除鏡像而不影響所需信號；該間隔與濾波器的復雜度和成本成反比。此外，如果LO頻率可變，濾波器必須可調(diào)諧，這會進一步增加濾波器的復雜度。

鏡像和所需信號之間的間隔由施加于混頻器的信號決定。圖6中的例子顯示一個與DC相距10 MHz的10MHz帶寬信號。相應的混頻器輸出將鏡像置于與所需信號相距20MHz的地方。這種配置中，為在輸出端實現(xiàn)10MHz的所需信號頻譜，必須讓一條20MHz基帶信號路徑連接到混頻器。10MHz的基帶帶寬未使用，混頻器電路的數(shù)據(jù)接口速率高于必要水平。

回到圖5所示的復數(shù)混頻器，我們知道其架構消除了鏡像而無需外部濾波。而且，在零中頻架構中可以優(yōu)化效率，使得信號路徑處理帶寬等于所需信號帶寬。圖7所示的概念圖說明了其實現(xiàn)原理。如上所述，如果I比Q超前90°，則僅LO上側(cè)會有輸出。如果Q比I超前90°，則僅LO下側(cè)會有輸出。

因此，如果產(chǎn)生兩個獨立基帶信號，其中一個設計成僅產(chǎn)生上邊帶輸出，另一個設計成僅產(chǎn)生下邊帶另一個設計成僅產(chǎn)生下邊帶輸出，那么可以在基帶中將其相加并施加于復數(shù)發(fā)射機。結果將是具有不同信號的輸出出現(xiàn)在LO上側(cè)和下側(cè)。在實際應用中，組合基帶信號以數(shù)字方式產(chǎn)生。圖7所示求和節(jié)點僅是為了說明此概念。

圖7.零中頻復數(shù)混頻器架構

零中頻紅利

利用復數(shù)發(fā)射機產(chǎn)生單邊帶輸出具有相當大的好處，可減少為消除鏡像所需要的RF濾波。然而，如果鏡像相消性能足夠好，使得鏡像可忽略不計，那么可以使用零中頻模式來進一步發(fā)揮該架構的優(yōu)勢。零中頻允許我們使用特別創(chuàng)建的基帶數(shù)據(jù)來產(chǎn)生RF輸出，從而在LO兩側(cè)出現(xiàn)相互獨立的信號。圖8顯示了這是如何實現(xiàn)的。我們有兩組相互獨立的I和Q數(shù)據(jù)，用符號數(shù)據(jù)編碼，接收機可以根據(jù)基準載波的相位進行解碼。

圖8.深入考察零中頻復數(shù)混頻器配置中的I/Q信號

初始觀測顯示：Q1比I1超前90°，二者的幅度一致。類似地，I2比Q2超前90°，其幅度同樣一致。將這些獨立信號合并，使得I1 + I2 = SumI1I2，Q1 + Q2 = SumQ1Q2。相加后的I和Q信號不再表現(xiàn)出相位和幅度相關性—其幅度在所有時候都不相等，二者之間的相位關系不斷變化。所得的混頻器輸出將I1/Q1數(shù)據(jù)置于載波的一側(cè)，將I2/Q2數(shù)據(jù)置于載波的另一側(cè)，如上所述及圖7所示。

通過將彼此相鄰的獨立數(shù)據(jù)塊置于LO的任一側(cè)，零中頻使復數(shù)發(fā)射機的優(yōu)勢得到加強。數(shù)據(jù)處理路徑帶寬絕不會超過數(shù)據(jù)帶寬。因此，理論上，在零中頻架構中使用復數(shù)混頻器便提供了一種解決方案，其不需要RF濾波，同時還能優(yōu)化基帶功率效率，降低不可使用信號帶寬的單位成本。

到目前為止，本文的重點是復數(shù)混頻器用作零中頻發(fā)射機。同樣的原理反過來也成立，即復數(shù)混頻器架構可以用作零中頻接收機。針對發(fā)射機說明的優(yōu)勢同樣適用于接收機。使用單混頻器接收信號時，首先必須利用RF混頻器濾除鏡像頻率。在零中頻工作模式下，無需擔心鏡像頻率，高于LO的信號接收與低于LO的信號接收是相互獨立的。

復數(shù)接收機如下圖所示。輸入頻譜同時施加于I和Q混頻器。一個混頻器通過LO驅(qū)動，另一個混頻器通過LO + 90°驅(qū)動。接收機的輸出為I和Q。對于接收機來說，要想由經(jīng)驗證明給定輸入對應的輸出將會如何并不容易，但如果輸入信號音高于LO，如圖所示，那么I和Q輸出將處于(信號音 – LO)頻率，并且I和Q之間會有相移（I比Q超前）。類似地，如果輸入信號音低于LO，那么I和Q輸出同樣是在(LO – 信號音)頻率，但這時是Q比I超前。通過這種方式，復數(shù)接收機可以區(qū)分高于LO的能量和低于LO的能量。

復數(shù)接收機的輸出將是兩種I/Q信息之和：一種代表接收到的高于LO的頻譜，另一種代表接收到的低于LO的頻譜。這一概念已在前面針對復數(shù)發(fā)射機做過說明，其中是將相加后的I信號和相加后的Q信號施加于復數(shù)發(fā)射機。對于復數(shù)接收機，接收相加后的I信息和相加后的Q信息的基帶處理器可利用復數(shù)FFT來輕松區(qū)分較高頻率和較低頻率。

圖9.零中頻復數(shù)混頻器接收機配置

收到相加后的I信號和相加后的Q信號時，有兩個已知量——相加后的I信號和相加后的Q信號——但有四個未知量，即I1、Q1、I2和Q2。由于未知量多于已知量，因此似乎無法解出I1、Q1、I2和Q2。然而，我們還知道I1 = Q1 + 90，I2 = Q2 – 90，有了這兩個已知關系后，便可利用收到的相加后的I信號和相加后的Q信號解出I1、Q1、I2和Q2。事實上，我們只需解出I1和I2，因為Q信號是I信號的副本，不過相位偏移±90而已。

限制

實踐中，復數(shù)混頻器試圖完全消除鏡像信號。這一限制對無線電架構設計有兩個突出影響。

即使有性能限制，復中頻仍能帶來切實的好處。試考慮圖10所示的低中頻例子。由于性能限制，我們確實能看到鏡像。然而，同對單混頻器設計的預期相比（參見圖6），該鏡像已大為衰減。雖然復數(shù)混頻器仍需要濾波器，但對該濾波器的要求可以放松很多，其實現(xiàn)也較簡單，成本較低。

圖10.復數(shù)混頻器的實際實現(xiàn)注意衰減的鏡像。

濾波器復雜度與鏡像和所需信號之間的距離成反比。如果使用零中頻配置，該距離將變?yōu)?，鏡像位于所需信號頻段中。零中頻理論的實際應用無法完全實現(xiàn)，產(chǎn)生的帶內(nèi)鏡像導致性能降低到不可接受的水平（參見圖11）。

圖11.零中頻實現(xiàn)的限制

只有滿足I和Q數(shù)據(jù)路徑的相位和幅度要求，復數(shù)發(fā)射機和接收機的原理才成立。信號路徑的不匹配會導致LO兩側(cè)的鏡像信號不能精確相消。此類問題的例子參見圖10和圖11。在不使用零中頻的情況下，可以采用濾波來消除鏡像。然而，若使用零中頻架構，不需要的鏡像會直接落在所需信號的頻譜范圍內(nèi)，如果鏡像功率足夠大，就會發(fā)生故障狀況。因此，只有設計能消除信號路徑上的相位和幅度不一致時，使用零中頻和復數(shù)混頻才能提供最優(yōu)系統(tǒng)設計方案。

高級算法支持

復數(shù)混頻器架構的概念已存在很多年，但在動態(tài)無線電環(huán)境中滿足相位和幅度要求的挑戰(zhàn)限制了其在零中頻模式下的使用。ADI綜合運用智能硅片設計和高級算法，克服了這些挑戰(zhàn)。設計允許存在影響信號路徑的因素，但智能硅片設計將這些影響降至最低。剩下的誤差通過自優(yōu)化正交糾錯(QEC)算法消除。圖12是概念圖。

圖12.高級QEC算法和智能硅片設計支持零中頻架構

在AD9371等ADI收發(fā)器上，QEC算法位于片內(nèi)ARM?處理器中。它持續(xù)掌握硅片信號路徑、經(jīng)調(diào)制的RF輸出、輸入信號和外部系統(tǒng)環(huán)境的信息，并利用此信息以受控的預測方式智能適應信號路徑輪廓，而不是做出本能式被動反應。該算法性能出色，可將其視為以數(shù)字方式輔助模擬信號路徑發(fā)揮最佳性能。

ADI收發(fā)器內(nèi)部有多種高級算法駐留并發(fā)揮作用，動態(tài)QEC校準算法只是其中一個較突出的例子。其他與之共存的算法還有LO泄漏消除等，這些算法將零中頻架構的性能提升到最優(yōu)水平。此類第一代收發(fā)器算法主要用于支持實現(xiàn)相關技術，而第二代算法（例如數(shù)字預失真或DPD）不僅能增強收發(fā)器的性能，還能提升整個系統(tǒng)的性能。

所有系統(tǒng)都有一些不足之處會限制其性能。第一代算法主要聚焦于通過校準消除片內(nèi)限制，而新一代算法則利用智能手段來消除收發(fā)器外部的系統(tǒng)性能和效率限制因素，例如PA失真和效率（DPD和CFR）、雙工器性能(TxNc)、無源交調(diào)問題(PIM)等。

結語

復數(shù)混頻器已存在很多年，但其鏡像抑制性能不允許將其用于零中頻模式。智能硅片設計和高級算法的結合消除了原先阻止高性能系統(tǒng)采用零中頻架構的性能障礙。性能限制消除之后，采用零中頻架構對降低濾波、功耗、系統(tǒng)復雜度、尺寸、熱量和重量都有好處。

對于復數(shù)混頻器和零中頻，我們可以考慮將QEC和LOL算法用作支持功能。但是，隨著算法開發(fā)范圍的擴展，它給系統(tǒng)設計人員帶來了更高的性能水平，使他們能更靈活地設計無線電。他們既可選擇增強的性能，也可利用算法提供的助益來減少無線電設計的成本或器件尺寸。