如何才能消除Buck轉(zhuǎn)換器中的EMI詳細(xì)經(jīng)驗分析

在上面所述的回路中，電流環(huán)I1和I2共同共享了自開關(guān)節(jié)點(diǎn)→電感→輸出電容→地→Q2的源極這一段路徑。I1和I2合成起來后就形成了一個相對平緩、連續(xù)的鋸齒狀波形，由于其中不存在電流變化率dI/dt極高的邊沿，其包含的高頻成分就要少一些。

從電磁輻射的角度來看，圖3中存在陰影的A1區(qū)域是存在高電流變化率dI/dt的回路部分，這個回路將生成最多的高頻成分，因而在Buck轉(zhuǎn)換器的EMI設(shè)計中是需要被重點(diǎn)考慮的最關(guān)鍵部分。圖中A2區(qū)域的電流變化率dI/dt就沒有A1區(qū)域的高，因而生成的高頻噪聲也就比較少。

當(dāng)進(jìn)行Buck轉(zhuǎn)換器的PCB布局設(shè)計時，A1區(qū)域的面積就應(yīng)當(dāng)被設(shè)計得盡可能地小。關(guān)于這一點(diǎn)，可以參考第7章的PCB布局設(shè)計實(shí)戰(zhàn)要點(diǎn)。

4. 輸入和輸出的濾波處理

在理想狀況下，輸入、輸出電容對于Buck轉(zhuǎn)換器的開關(guān)電流來說都具有極低的阻抗。但在實(shí)際上，電容都存在ESR和ESL，它們都增加了電容的阻抗，并且導(dǎo)致上面出現(xiàn)額外的高頻電壓跌落。這種電壓跌落將在電源供應(yīng)線路上和負(fù)載連接電路上形成相應(yīng)的電流變化，見圖4。

5. 降低轉(zhuǎn)換器的開關(guān)切換速度

假如通過PCB布局和濾波設(shè)計的優(yōu)化仍然不能讓一個Buck轉(zhuǎn)換電路的輻射水平低于需要的水平，那就只能在降低轉(zhuǎn)換器的開關(guān)切換速度上想辦法，這對降低其輻射水平是很有幫助的。

為了理解這能導(dǎo)致多大程度的改進(jìn)，我們需要對不連續(xù)電流脈沖的高頻成分進(jìn)行一番探討。圖6左側(cè)顯示的是簡化為梯形了的電流波形，其周期為TPERIOD，脈沖寬度為TW，脈沖上升/下降時間為TRISE。從頻域來看此信號，其中含有基頻成分和很多高次諧波成分，通過傅里葉分析可以知道這些高頻成分的幅度和脈沖寬度、上升/下降時間之間的關(guān)系，這種關(guān)系被表現(xiàn)在圖6的右側(cè)。

這些寄生電容是由MOSFET的Coss和相對于基底之間的電容共同構(gòu)成的，另外還有寄生電感存在于從IC引腳到晶圓內(nèi)核之間的連接線上，這些寄生元件和PCB布局所導(dǎo)致的寄生電感與輸入濾波電容上的ESL一起將導(dǎo)致開關(guān)切換波形上的高頻振鈴信號。當(dāng)MOSFET Q1導(dǎo)通時，開關(guān)節(jié)點(diǎn)信號上升沿的振鈴信號主要就由Q2的Coss和MOFET開關(guān)切換路徑上的總寄生電感（LpVIN + LpGND+ LpLAYOUT + ESLCIN）導(dǎo)致。當(dāng)MOFET Q1截止時，開關(guān)節(jié)點(diǎn)信號下降沿的振鈴信號主要由Q1的Coss和下橋MOSFET源極到地之間的寄生電感（LpGND）導(dǎo)致。

圖9顯示了一個具有快速上升時間和下降時間的開關(guān)節(jié)點(diǎn)波形，其上升沿和下降沿都存在振鈴信號。由于寄生電感中的儲能等于??I2?Lp，所以振鈴信號的幅度將隨負(fù)載電流的增加而增加。此信號的頻率范圍通常在200~400MHz之間，可導(dǎo)致高頻EMI輻射。過度的振鈴信號通常意味著較大的寄生電感，說明需要對PCB布局設(shè)計進(jìn)行檢查、修正，以便對環(huán)路較大或?qū)IN和/或地線路太窄的問題予以修正。元件的封裝也會影響振鈴狀況，打線方式的封裝會有比晶圓倒裝方式的封裝更大的寄生電感存在，因為邦定線的電感會大于焊點(diǎn)的電感，其表現(xiàn)就會更差一些。

RC緩沖抑制電路

添加RC緩沖電路可有效地抑制振鈴現(xiàn)象，同時會造成開關(guān)切換損耗的增加。

RC緩沖電路應(yīng)當(dāng)放置在緊靠開關(guān)節(jié)點(diǎn)和功率地處。在使用外部MOSFET開關(guān)的Buck轉(zhuǎn)換器中，RC緩沖電路應(yīng)當(dāng)直接跨過下橋MOSFET的漏極和源極放置。圖10示范了RC緩沖電路的放置位置。

緩沖電阻Rs的作用是對寄生LC振蕩電路的振蕩過程施加足夠的抑制能力，其取值取決于意欲施加的抑制強(qiáng)度和L、C寄生元件的參數(shù)，可由下式予以確定 ：

其中，ξ是抑制因子。通常，ξ的取值在0.5（輕微抑制）到1（重度抑制）之間。寄生參數(shù)Lp和Cp的值通常是未知的，但可通過下述方法進(jìn)行測量 ：

在信號上升沿測量原始振鈴信號的頻率fRING。

在開關(guān)節(jié)點(diǎn)和地之間增加一個小電容，這可讓振鈴信號的頻率得到降低。持續(xù)增加電容，直至振鈴信號的頻率降低到原始振鈴頻率的50%。

降低到50%的振鈴信號頻率意味著總諧振電容的大小是原始電容量的4倍。因此，原始電容Cp的值便是新增電容量的1/3。

這樣就能求得寄生電感Lp的值 ：

RC緩沖電路中的串聯(lián)電容Cs需要足夠大，以便讓抑制電阻能在電路諧振期間表現(xiàn)出穩(wěn)定的諧振抑制效果。如果這個電容的值太大，它在每個開關(guān)周期中的充電和放電過程就會導(dǎo)致過大的功率消耗。所以，Cs的取值通常以電路寄生電容的值的3~4倍為宜。

除了可以對諧振產(chǎn)生抑制，RC平滑抑制電路還可以輕微地降低開關(guān)切換波形上升和下降的速度。除此以外，對平滑抑制電容的充電和放電過程還會導(dǎo)致開關(guān)狀態(tài)變換期間出現(xiàn)額外的開關(guān)切換電流尖峰，這可在低頻區(qū)域引起新的EMI問題。

當(dāng)使用了RC平滑抑制電路以后，應(yīng)當(dāng)確保要對電路的總功率損失進(jìn)行檢查。轉(zhuǎn)換器的效率是必然會下降的，這在開關(guān)切換工作頻率很高和輸入電壓很高的時候表現(xiàn)尤甚。

RL緩沖抑制電路

一種不容易想到的抑制開關(guān)回路振鈴信號的方法是在諧振電路上增加一個串聯(lián)的RL緩沖抑制電路，這種做法如圖11所示。添加此電路的目的是要在諧振電路中引入少量的串聯(lián)阻抗，但卻足夠提供部分抑制作用?；陂_關(guān)切換電路的總阻抗總是很低的事實(shí)，抑制電阻Rs可以用得很小，大概是1Ω或是更小的量級。電感Ls的選擇依據(jù)是能在比諧振頻率低的頻段提供很低的阻抗，實(shí)際上就是要在低頻段上對抑制電阻提供短路作用。由于振鈴信號的頻率通?？偸呛芨撸枰褂玫碾姼幸簿涂梢院苄?，大概就是幾個nH的量級，甚至可用幾個mm長的PCB銅箔路徑代替，這樣做并不會導(dǎo)致明顯增加的環(huán)路面積。也有可能用很小的磁珠來替代這個電感，讓它和Rs并聯(lián)在一起。當(dāng)這么做的時候，這個磁珠應(yīng)在低于諧振頻率的低頻上具有很低的阻抗，同時還要具有足夠的電流負(fù)載能力，以便能夠承載輸入端的有效電流。

RL緩沖抑制電路最好是被放置在緊靠功率級的輸入節(jié)點(diǎn)上。RL抑制電路帶來的一個不足是它會在高頻區(qū)域為開關(guān)回路引入一個阻抗，當(dāng)開關(guān)狀態(tài)發(fā)生快速變換的時候，切換中的電流脈沖會在電阻Rs上形成一個短時的電壓毛刺，從而在功率級的輸入節(jié)點(diǎn)上也出現(xiàn)一個小小的毛刺。假如輸入端的電壓毛刺使電壓變得太高或太低，功率級的開關(guān)切換或IC的工作就會受到影響。因此，當(dāng)加入了RL緩沖抑制電路的時候，一定要在最大負(fù)載狀態(tài)下對輸入節(jié)點(diǎn)上的電壓毛刺情況進(jìn)行檢查，避免由此可能帶來的問題發(fā)生。

6. 實(shí)戰(zhàn)案例

本章將示范在Buck轉(zhuǎn)換器的EMI設(shè)計中的不同方法所導(dǎo)致的影響。示范所使用的IC是RT7297CHZSP，一款800kHz工作頻率、3A輸出能力的電流模式Buck轉(zhuǎn)換器，采用PSOP-8封裝。測試中的電路工作在12V輸入下，輸出為3.3V/3A，測試所用電路顯示在圖12中。

測試所用的板子有兩個版本，一個具有完整的地銅箔層，一個沒有。板上設(shè)置了多種可選配置，如LC輸入濾波器，不同的輸入電容放置位置，可選的Rboot、RC緩沖電路和輸出端LC濾波器。具有這些不同選項的PCB設(shè)計顯示在圖13中。

測試設(shè)備的配置如圖14所示。

當(dāng)被測試對象被放在實(shí)驗桌上時，其PCB上的電流回路和導(dǎo)線就會向周圍環(huán)境輻射出高頻能量，這些輻射信號又會自己找到路徑返回到測試對象上，并以高頻共模電流的形式出現(xiàn)在供電線上。這些供電線上的高頻共模電流會和板上的電流結(jié)合在一起，可被用著輻射狀況的指示信號。

我們首先通過測量輸入線上的共模電流來對輻射噪聲做一次常規(guī)的檢查。

從圖17右側(cè)顯示的波形可以看到，共模電流是出奇地大，而且在很寬的整個頻段上都可看到。

我們可以用環(huán)形天線在PCB上方搜索輻射場以發(fā)現(xiàn)共模電流的源頭所在。當(dāng)環(huán)形天線移動到輸入環(huán)路的上方時，示波器在低頻至高達(dá)200MHz的頻段上顯示出巨大的輻射噪聲，參見圖18。

我們也同時看到開關(guān)切換波形上出現(xiàn)很高的過沖和振鈴信號，這些信號實(shí)際上已經(jīng)超過了IC的耐壓規(guī)格。這些狀況說明錯誤的輸入電容放置位置可以導(dǎo)致很高的輻射和巨大的振鈴信號。

假如將同樣的測試在背面為地線層的板子上進(jìn)行，我們將看到這種擁有地線層的大型CIN回路帶來的輻射要遠(yuǎn)低于單面板上的結(jié)果，開關(guān)切換所帶來的振鈴信號也要低一些。參見圖19。

大回路上的電流形成的高頻磁場會在地線層里生成渦旋電流，由渦旋電流所形成的磁場與原磁場的方向是相反的，從而可以抵消一部分原磁場。地線層離回路越近，抵消的效果就越好。

實(shí)驗2 ：將CIN靠近IC放置

我們繼續(xù)使用單面PCB，并將CIN放置到靠近IC的地方，這樣就形成了比較小的CIN回路。參見圖20。

開關(guān)切換過程中的過沖和振鈴信號的幅度都降低了大約50%，輻射的強(qiáng)度下降了大約10dB，頻帶寬度擴(kuò)展到了300MHz。

上述實(shí)驗最重要的結(jié)論是確認(rèn)了更好地放置CIN可以改善開關(guān)切換波形上的過沖和振鈴信號的幅度，還能降低高頻輻射。

在RT7297CHZSP中，芯片底部的散熱焊盤是沒有和晶圓內(nèi)核連接在一起的，所以在PCB布局中將銅箔和散熱焊盤連接在一起并不能縮短CIN回路。它的上橋MOSFET和下橋MOSFET通過多根邦定線連接到VIN和GND端子，因而可以通過這兩個端子形成最短的回路。

實(shí)驗3 ：直接在IC的VIN端子和GND端子之間增加額外的10nF小電容

圖22顯示出了電容的放置方法，現(xiàn)在的CIN回路就通過IC的引腳、內(nèi)部的邦定線和0603規(guī)格的電容形成了。

從實(shí)驗結(jié)果來看，開關(guān)切換波形上的過沖實(shí)際上已經(jīng)消失了，但還存在低頻的振鈴信號。

為了看清信號，測試天線也不得不再靠近PCB一些，其結(jié)果顯示高頻噪聲已經(jīng)消失，但在大約25MHz的地方出現(xiàn)了一個大的低頻尖峰。

這種低頻諧振常因不同諧振回路中的兩只電容因并聯(lián)而發(fā)生諧振所導(dǎo)致，這種問題常常發(fā)生在EMI問題解決過程中，其回路和諧振都需要被定位才能排除。在此案例中，諧振發(fā)生在10nF電容和4nH的寄生電感上（大約3mm的導(dǎo)體長度），它們形成了大約25MHz的諧振信號。此諧振回路由0603電容、IC引腳、邦定線和PCB銅箔路徑構(gòu)成，其長度大約為3mm。

解決這個問題的辦法是在10nF小電容的旁邊并聯(lián)一個具有稍高ESR的22μF 1206電容。

采用經(jīng)過優(yōu)化了的CIN放置方法的PCB布局設(shè)計如下圖24所示。

采用了上述的方案以后，單面板上的開關(guān)切換波形上的過沖已經(jīng)完全消失，經(jīng)環(huán)形天線檢測到的輻射噪聲也很低，它在經(jīng)過FFT運(yùn)算后得到的波形幾乎都在本底噪聲水平上。

假如我們在這個時候再用高頻電流探頭對輸入線上的共模電流進(jìn)行測量，我們將可看到共模噪聲已經(jīng)下降很多。與第一次測量的結(jié)果相比，某些頻率上的差異多于30dB，說明整個板子的輻射水平已經(jīng)很低了。

在電源輸入線上濾波

電源輸入線上的高頻電流由差模電流和共模電流構(gòu)成。對于共模電流，可以在PCB布局設(shè)計時將具有高電流變化率dI/dt的電流環(huán)最小化予以消減。而差模電流則有不同的來源，我們可以如圖27那樣將正、負(fù)兩條線以不同方向穿過自制的電流探頭的磁芯來進(jìn)行測量。

我們要測量的差模電流是由Buck轉(zhuǎn)換器的脈沖狀輸入電流在經(jīng)過輸入電容的時候由其ESR和PCB布局形成的ESL（假如存在的話）所導(dǎo)致的電壓下沉出現(xiàn)在輸入電容上而形成的，它最后呈現(xiàn)在電源輸入線上成為差模電流。

通過增加輸入電容可以降低差模電流，但更有效的做法是在輸入線上加入一個小型的LC濾波器，如圖28右側(cè)所示的那樣。

正如從圖29中看到的那樣，添加磁珠 + 電容構(gòu)成的濾波器可濾除除800kHz基波以外的所有高頻成分，添加1μH電感 + 電容構(gòu)成的濾波器可消除包含基波在內(nèi)的所有差模噪聲。

在輸出線上濾波

當(dāng)對輸出端的差模信號進(jìn)行測量時，我們能看到的高頻成分會比較少，這是因為輸出電流是連續(xù)的，電流變化率不高。然而，我們?nèi)阅茉谄渲锌吹礁哌_(dá)30MHz左右頻率的低頻噪聲，這是由于轉(zhuǎn)換器中電感上的電流紋波經(jīng)過輸出電容傳遞到了輸出端成為輸出端上的差模電流，畢竟這些電容也含有ESR和ESL嘛。通過在輸出端添加額外的LC濾波器可以將大部分的差模信號濾除掉，這種濾波器可由磁珠和MLCC電容構(gòu)成，其方法如圖30所示。

經(jīng)常發(fā)生的一件事情是某些電感的漏磁會耦合到輸出端的回路上，這也會造成輸出端差模電流的出現(xiàn)。

屏蔽電感的漏磁會比較低，其磁場信號不容易進(jìn)入輸出回路，但沒有屏蔽或是半屏蔽的電感就完全不一樣了。一旦遇到這樣的狀況，輸出回路的面積就必須最小化以使其不容易將電感的漏磁耦合進(jìn)去。

通過在自舉電路中串聯(lián)電阻和使用RC緩沖抑制電路消減振鈴信號

在此實(shí)驗中，我們使用雙面PCB，輸入電容的放置位置如上面的實(shí)驗2一樣，這樣的配置可以在輸入回路中引入比較明顯的輻射。

為了作為參照，首先在沒有Rboot和RC緩沖抑制電路的情況下對輸入線上的共模電流進(jìn)行測試。

開關(guān)切換波形顯示出5V的過沖，過沖信號的振蕩頻率為238MHz；輸入線上的共模電流顯示出明顯的高頻噪聲。參考圖33。

RT7297C使用了相對比較小的上橋MOSFET (110mΩ)，因而通過給自舉電路串聯(lián)小電阻的方法帶來的影響也很小。實(shí)驗發(fā)現(xiàn)，即使將Rboot加到20Ω也不能看到很明顯的波形改變，下圖所示的示波器圖形將電阻為0Ω時的波形（灰色）和添加了33Ω串聯(lián)電阻時的波形進(jìn)行了對比，可以看出過沖信號幅度降到了3V。這種改變對共模電流的影響也很小，在這種簡易的測量中幾乎看不出來。

為了確定RC緩沖抑制電路的值，我們使用在第5章描述過的方法。

振鈴信號的原始頻率fRING = 238MHz，添加220pF電容后，fRING變成114MHz，所以CP = 220pF/3 = 73pF。

LP可由公式算得，其結(jié)果為LP = 6.1nH。

RS可由公式進(jìn)行計算。我們選擇ξ = 0.5，于是RS = 9.1Ω，我們選擇其為8.2Ω。

CS應(yīng)為4xCP，所以是330pF。

增加RC緩沖抑制電路在高頻段可對共模電流帶來下降5dB的影響。

由上圖可見，Rboot對效率的影響比較小，但在負(fù)載很重的時候其影響會加大。

RC平滑抑制電路對效率的影響會比較大，特別是在輕載和中等負(fù)載的情況下，但最大也就1~2%，處于可以接受的范圍。需要特別注意的是，當(dāng)Buck轉(zhuǎn)換器的工作頻率很高和輸入電壓很高的時候，RC平滑抑制電路對效率的影響會很大。

7. BUCK轉(zhuǎn)換器PCB布局設(shè)計要點(diǎn)

做好Buck轉(zhuǎn)換器PCB布局設(shè)計的關(guān)鍵是在一開始就要計劃好關(guān)鍵元件的放置位置。

在噪聲敏感的應(yīng)用中，最好是選擇小型封裝的、電感很低的晶圓倒裝芯片。

確定開關(guān)切換回路的VIN和GND節(jié)點(diǎn)位置，將不同尺寸的輸入電容盡可能靠近這些節(jié)點(diǎn)，最小的電容靠節(jié)點(diǎn)的位置要最近。由于這個切換回路承載了很高的電流變化率dI/dt，因而需要盡可能地小。

將輸出電容地放在不與輸入電容切換路徑發(fā)生重疊的地方，避免高頻噪聲串入輸出電壓中。

開關(guān)切換節(jié)點(diǎn)和BOOT引腳含有很高的電壓變化率dV/dt，可導(dǎo)致嚴(yán)重的電場輻射，因而其銅箔面積應(yīng)當(dāng)保持最小化，還要避開其它敏感電路。

轉(zhuǎn)換器的小信號部分應(yīng)當(dāng)與大功率的開關(guān)切換部分分開，其地線應(yīng)當(dāng)位于干凈無噪聲的地方，千萬不要將輸入端的電流信號和輸出端的紋波電流引入其中。

不要在關(guān)鍵回路上使用熱阻焊盤，它們會引入多余的電感特性。

當(dāng)使用地線層的時候，要盡力保持輸入切換回路下面的地層的完整性。任何對這一區(qū)域地線層的切割都會降低地線層的有效性，即使是通過地線層的信號導(dǎo)通孔也會增加其阻抗。

導(dǎo)通孔可以被用于連接退藕電容和IC的地到地線層上，這可使回路最短化。但需要牢記的是導(dǎo)通孔的電感量大約在0.1~0.5nH之間，這會根據(jù)導(dǎo)通孔厚度和長度的不同而不同，它們可增加總的回路電感量。對于低阻抗的連接來說，使用多個導(dǎo)通孔是應(yīng)該的。

這種環(huán)形天線可以被連接到頻譜分析儀上，當(dāng)你使它在PCB上方移動時，你就可以看到哪里會有比較強(qiáng)的高頻磁場。你也可以把它連接到一臺示波器上（使用50Ω的端子），示波器上就可以顯示出相應(yīng)區(qū)域的切換噪聲水平。保持天線環(huán)和板子之間的相對位置和距離不變，對電路、PCB上的回路做出某些改變，你就可以知道噪聲水平在增加或是減少。

由于電源線的輻射對EMI水平的影響很大，你也可以測量這些線上的高頻電流。不是所有的電流探頭都有足夠的帶寬可以凸顯EMI問題，這可通過將幾匝線圈穿過一個EMI鐵芯以形成一個高頻電流變壓器的方法來解決。其做法與環(huán)型天線的做法差不多，但需要將環(huán)形線圈3次穿過鐵芯。參見圖44。

現(xiàn)在將電纜穿過鐵芯就可以對其中的高頻電流進(jìn)行測量了，電流變壓器的輸出可以接入頻譜儀或是示波器（使用50Ω端口）。

為了將測試工具和測試對象隔離開，最好是在電纜上加一個共模線圈，這可通過將引入分析裝置的電纜多次穿過一個扣合式的EMI鐵芯來實(shí)現(xiàn)。

將電源線的正、負(fù)兩條線以同一個方向穿過鐵芯可測量其中的共模電流，顛倒其中一條線的方向則可測量差模電流。參見圖45。

另外一種手持式的工具是電流探測器，這是一種使用開放式鐵芯的小型化電流變壓器，參見圖46。這種工具可用于測量銅箔路徑或元件引腳上的高頻電流。

這個工具在制作上會有一定的難度，你可以用一個有兩個孔的鐵氧體磁珠經(jīng)過打磨以后得到開放式的鐵芯，再加上4~5匝線圈，然后再將其連接到同軸電纜即可。最好是將此鐵芯放在帶有開口的屏蔽罩里。當(dāng)使用此工具的時候，你應(yīng)當(dāng)知道它也會撿拾到一些電場信號。為了分辨你測得的結(jié)果是來自于磁場還是電場，你可以在路徑的上方將工具轉(zhuǎn)動90°。如果測量的結(jié)果來自于磁場，其結(jié)果就會變?yōu)?。如果信號來自于電場，其結(jié)果就不會有什么改變。