使用AD6676設(shè)計微波點對點接收器的基站電路的方法說明

微波點對點鏈路是無線移動網(wǎng)絡(luò)的一個組成部分，它提供 了基站（BTS/Nodes）與無線控制器（BSC/RNCs）之間的回傳 能力，這種架構(gòu)采用光纖鏈接成本較高，全球超過半數(shù)都 采用這種微波鏈接。受市場向智能手機轉(zhuǎn)移的趨勢驅(qū)動， 近期移動網(wǎng)絡(luò)流量的迅猛增漲，如視頻流等數(shù)據(jù)需求大大 增強，同時也對現(xiàn)有微波回傳設(shè)備的容量造成了壓力。為 了使回傳網(wǎng)絡(luò)上的數(shù)據(jù)吞吐量適應(yīng)LTE與LTE-Advanced的 需求，下一代微波鏈路需要：

朝著越來越高次的數(shù)字調(diào)制邁進，從如今的QAM256 到未來的QAM4096，從而使一個固定信道分配的容 量增加50%。

在傳統(tǒng)頻帶6 GHz至42 GHz內(nèi)，支持從56 MHz提升至 112 MHz的信道分配。如果載波信噪比（CNR）保持恒 定，則信道帶寬每增加一倍，數(shù)據(jù)吞吐率能力就會 成比例增加。

采用如極化分集、信道集合，N × N線的多路輸入多 路輸出（MIMO）等技術(shù)。

通信系統(tǒng)設(shè)計的典型特征就是吞吐力的提升是需要付出一 定代價的。要同時支持更高的QAM和信道帶寬，微波鏈路 就必須具備更大的動態(tài)范圍能力以確保所需的最小EVM 性 能，特別是QAM大小或帶寬每增加一倍會造成接收器靈敏 度降低3dB。微波設(shè)備必須保持靈活性，因此在支持所有可能的工況時需要一些額外的考慮，同時也要簡化接收濾 波器和AGC需求以提高性能降低成本。

另一個行業(yè)發(fā)展趨勢是完全戶外單元（ODU）的出現(xiàn)，其中 一體式無線電調(diào)制解調(diào)器、收發(fā)器、開關(guān)/多路復(fù)用單元和 流量接口集成在一個獨立的盒子中，并安裝在信號塔或其 他類似的建筑上。新基站CAPEX/OPEX和現(xiàn)有基站的空間 限制都推動這一趨勢的發(fā)展。傳統(tǒng)的分離式戶內(nèi)（IDU）/戶 外（ODU）系統(tǒng)將微波/射頻部件放置在ODU中，通過同軸 電纜將其與設(shè)備房內(nèi)（IDU）的另一部分系統(tǒng)連接。同軸電 纜最高長度可達300米并進行雙向通信，通過一個雙工器 將中心頻率140 MHz的接收器中頻信號，從頻率中心分布在 340 MHz-400 MHz的發(fā)送器中頻信號中分離出來。

AD6676提供給IDU設(shè)計的高動態(tài)范圍優(yōu)勢，這也對ODU接 收器的設(shè)計有利。圖5顯示了AD6676如何應(yīng)用于18 GHz至 23 GH的ODU接收器鏈路，該鏈路由一個諸如ADL5801均衡射頻混頻器、諸如HMC966的微波鏡像抑制混頻器和諸 如ADL5246射頻VGA組成。注意：其余6 GHz至43 GHz范 圍的微波帶寬可以選擇不同微波鏡像抑制混頻器、微波鎖 相環(huán)和可能的第一個中頻頻率。在沒有電纜限制中頻選擇 的全UDU情況下，可以將AD6676設(shè)置成較高的中頻頻 率，比如300 MHz，以進一步簡化鏡像抑制的射頻濾波器 要求。如果任何混頻器雜散分量更大，則需要額外抑制， AD6676可以與RF混頻器直接接口，或通過簡單的三次低通 修平濾波器接口。1960 MHz的RF濾波器專用于支持最高至 112 MHz的信道帶寬。如果將AD6676的衰減器設(shè)置為0 dB， 在56 MHz的帶寬信道上，ADL5801和AD6676的合成噪底將 會低于–157 dBFS/Hz，等效NF為17 dB。ADL5246和HMC966 默認總轉(zhuǎn)換增益可以與ADL5801/AD6676即時動態(tài)范圍一 起進行初始優(yōu)化，故而數(shù)字解調(diào)器追蹤初始衰減（由標(biāo)稱的 接收器輸入電源處）?？梢栽O(shè)置ADL5246的閾值，因此當(dāng)解 調(diào)器接收器的BER低于特定QAM信號的預(yù)設(shè)水平以下時開 始增加增益。這一混合方法只會在輸入信號非常低時激活 RF AGC，以此改善接收器的最低靈敏度。

雖然這一趨勢值得關(guān)注，但無論是目前還是可預(yù)見的將 來，大多出貨的微波設(shè)備仍然是既有的分離式IDU/ODU系 統(tǒng)。這將有益于推動以設(shè)計再利用為目的的后端調(diào)制解調(diào) 器結(jié)構(gòu)，這個結(jié)構(gòu)支持原有系統(tǒng)以及下一代ODU平臺。工 作在1.5 GSPS以上時鐘速率的高速DAC和ADC技術(shù)的進步 使支持4096 QAM及以上的高中頻QAM信號的合成與數(shù)字 化成為可能。有了高動態(tài)范圍和高過采樣率，不僅無需使 用傳統(tǒng)模擬I/Q實施所需的正交誤差校正，同時使得數(shù)字 域的大多數(shù)濾波器也得以實現(xiàn)，從而減少了補償所需的模 擬濾波器和數(shù)字均衡器的數(shù)量。在發(fā)射器的信號路徑端， 為了合成寬帶QAM信號，AD9142和AD9136AD6676發(fā)布。

AD6676是業(yè)界首款基于帶通-型ADC的帶寬中頻接收機 子系統(tǒng)（圖1），支持高達160 MHz的中頻信號帶寬，內(nèi)部時 鐘頻率高達3.2 GHz。Σ-ΔADC的高過采樣能力簡化了中頻 模擬濾波的要求，而這些濾波器在低采樣率的ADC是需要 用來抑制相鄰信道（和干擾/阻塞），否則這些信號會混迭回 到IF信號上，從而減小了接收器靈敏度性能。另外，具有 –160 dBFS/Hz的NSD底（窄帶寬QAM信道）的ADC高動態(tài)范 圍會減少雙工發(fā)送接收機的隔離要求或衰減補償?shù)哪M AGC范圍。AD6676包含一個片上27 dB數(shù)字衰減器，精度 為1 dB，用于校正初始器件公差和同軸電纜損耗變化引起 的靜態(tài)增益誤差。

我們先來看一下AD6676中頻接收器子系統(tǒng)協(xié)同AD9136這 樣的高速DAC，是如何極大簡化傳統(tǒng)IDU收發(fā)器并同時提 高它的性能的。圖2上層接收器鏈路顯示一個直接轉(zhuǎn)換方 式，用來支持140 MHz和400 MHz的典型低中頻接收器和收 發(fā)器。直接轉(zhuǎn)換收發(fā)器架構(gòu)的挑戰(zhàn)有文檔可查，但可以通 過I/Q平衡校正、直流偏置校正、可調(diào)節(jié)基帶I/Q濾波，以 及抑制發(fā)射器漏信號的雙工器設(shè)計進行克服。然而支持最 大56 MHz信道帶寬和256 QAM的傳統(tǒng)IDU接收器已經(jīng)量產(chǎn)， 若需要更大容量而將信道帶寬增加2倍，QAM等級提升8倍 都是對直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)的重大挑戰(zhàn)。高速ADC/DAC技術(shù)最 新進展有望由數(shù)字化IDU取代傳統(tǒng)方法，如圖2所示。圖2 下半部分收發(fā)器方案僅需4個ICs，具有顯著寬松的濾波要 求，實現(xiàn)近乎完美的性能。

在發(fā)送器側(cè)，像工作在1.6 GSPS時鐘速率下AD9136這樣的 高速DAC可以合成一個EVM性能優(yōu)異且以中頻為中心頻率 的112 MHz，1024 QAM信號，這樣可以將多數(shù)發(fā)送器鏈路 誤差預(yù)算預(yù)留給ODU（其中相位噪聲和線性的累加效應(yīng)將 導(dǎo)致大多數(shù)EVM的降低）。同時需要一個低通濾波器來抑 制1.2 GHz處的第一個DAC鏡像跌落，相對需要濾除落在 1.2 GHz處的I/Q調(diào)制器的三次LO鏡像的諧波抑制濾波器， 可以放寬到12 dB。用來克服線纜損耗的發(fā)送功率控制已在 AD9136中實現(xiàn)，QAM信號EVM性能超過15 dB范圍，衰減 可忽略。

在接收器側(cè)，112 MHz，1024 QAM信道被AD6676以具有卓 越的動態(tài)范圍和精確性來進行數(shù)字化，即使存在大量因雙 工濾波器寬泛帶來的傳輸漏信號，如圖3所示。在這個示 例中，AD6676的配置支持112 MHz帶寬，其衰減器設(shè)置為 3 dB，這樣使得進入HMC740前置放大器中有效的RTI NF保 持在10 dB左右。圖3中左曲線是AD6676Σ-Δ型ADC數(shù)據(jù)輸 出的快速傅里葉變化結(jié)果（僅用于演示目的），其中，發(fā)射 器–26 dBm漏信號中心在400 MHz，混合了一個143 MHz處 –17.2dBm的連續(xù)單音信號作為代表。注意，可調(diào)節(jié)帶通Σ-Δ型ADC的固有噪聲整形在中心位 于期望中頻的高動態(tài)范圍區(qū)域內(nèi)是十分明顯的（高至 –160 dBFS/Hz）。圖三中的右側(cè)曲線是以中頻信號為零中心 的16位，200 MSPS I/Q數(shù)據(jù)經(jīng)過數(shù)字轉(zhuǎn)換和16×抽樣濾波后 的快速傅里葉變化結(jié)果。注意，數(shù)字濾波器提供的+85 dB 抑制用來去除帶外噪聲和混迭返回到112 MHz通帶的發(fā)射 器漏信號。落在112 MHz通帶以外的殘余整形噪聲由調(diào)制 解調(diào)器的RRC濾波器去除。

–2 dBFS的連續(xù)大信號測試條件下的帶內(nèi)噪聲是–68.6 dBFS。 如果用峰值到均方根值為10 dB的全比例1024 QAM Rx信號 來替代連續(xù)單音，則需要7 dB的額外回退來防止ADC畸變。 這種情況下，接收器IDU的輸入功率將在–9 dBFS（或者 –24.2 dBm），建議接近60 dB的CNR。針對雙工濾波器的簡 化設(shè)計，當(dāng)前雙工發(fā)送器到接收器的抑制大致略為20 dB， 以此抑制–6 dBm的接收器信號，因此前置放大器輸入會出 現(xiàn)–26 dBm。對于IDU和ODU之間有較短電纜部署的情況， AD6676的衰減器可以增強以容許ODU具有更高的QAM。

非期望的鄰近信號出現(xiàn)時，需要在低靈敏度（BER 《 10-6， 帶FFC使能）時恢復(fù)QAM信號的IDU接收器能力是一個非常 重要的指標(biāo)。可能最苛刻的測試（根據(jù)ETSIEN 301 390 V1.2.1） 是：一個具有比QAM信號高30 dB能量的連續(xù)干擾單音（阻 斷）被放置在所期望QAM信號的2.5×信道偏置處。注意： 現(xiàn)今接收器中使用的可調(diào)或開關(guān)組濾波器大多由這一規(guī)格 驅(qū)動，這是因為調(diào)制解調(diào)器必須支持3.5 MHz到56 MHz的 信道帶寬。之前的示例代表了下一代112 MHz信道帶寬， 我們可以假設(shè)鄰近的連續(xù)干擾被112 MHz以上的固定信道 濾波器有效抑制，并在ODU RF鏈路內(nèi)最后一次轉(zhuǎn)換完成前 實現(xiàn)鏡像抑制。事實上，這一濾波器仍為28 MHz到56 MHz 信道帶寬提供70 MHz到140 MHz偏置的有效阻隔抑制。若 信道帶寬為14 MHz或更低，連續(xù)單音將會落在濾波器的通 帶范圍中，因此需要在140 MHz處增加額外帶通濾波器來 進行抑制，或由ADC進行數(shù)字化后再數(shù)字濾波。

基于AD6676的IDU接收器架構(gòu)具有即時動態(tài)范圍，支持無 額外濾波器的方案。圖4顯示了與圖3相同接收器鏈路的 AD6676快速傅里葉變化的頻率響應(yīng)，唯一區(qū)別在于 ADC的可調(diào)帶寬降低至56 MHz。在這一示例中， 175 MHz （或35 MHz偏置）處的–32 dBm 連續(xù)單音（或–32 dBm偏置）將 增加到400 MHz處存在的–26 dBm傳輸漏信號上。連續(xù)單音 響應(yīng)在AD6676可見的–17 dBFS輸入水平等級，并在最低靈 敏度（CNR = 36 dB）時的設(shè)置比–47 dBFS、1024 QAM高30 dB。 連續(xù)干擾單音額外增加15 dB，則突出的過設(shè)計裕量可能有 助于微波/射頻電路的噪聲分配。在沒噪聲阻隔器的情況 下，期望的1024 QAM信號可能增加38 dB，從而為IDU接收 器提供額外的動態(tài)范圍以處理信號衰減。

總結(jié)：

下一代微波點對點接收器需要支持3.5 MHz到112 MHz信道 帶寬，擁有高動態(tài)范圍，從而在更寬的衰減邊界內(nèi)支持越 來越高的M-QAM。AD6676中頻接收器子系統(tǒng)能使普通的 微波點對點平臺支持既有的IDU/ODU分離式系統(tǒng)和全新的 ODU平臺。對于IDU/ODU分離式系統(tǒng)，其突出的高動態(tài) 范圍可以在系統(tǒng)出現(xiàn)臨近的干擾信號時，不需要復(fù)雜可調(diào) 或龐大的開關(guān)組濾波器，就可以保證優(yōu)秀的調(diào)制精度 （EVM）。而對于完全的ODU系統(tǒng)，擁有高瞬時動態(tài)范圍（帶 混頻器直接接口）降低了追蹤衰減所需要的RF AGC范圍，并 簡化了RF濾波要求。AD6676為4.3 × 5.0 mm、80引腳WLCSP 封裝，可以在2.5 V或1.1 V的電壓下工作。