大功率DC/DC轉(zhuǎn)換器的EMC和效率優(yōu)化

選擇合適的電容器技術(shù)、存儲電感、開關(guān)頻率和半導(dǎo)體——相較其它因素——對于提高具有相對較高輸入和輸出電流的DC/DC開關(guān)電源的效率至關(guān)重要。一個高效的開關(guān)電源以及使用它的終端產(chǎn)品需要符合所有必要的EMC標(biāo)準(zhǔn)方可上市。這通常意味著輸入和輸出端必須另外加裝合適的濾波器，以降低干擾發(fā)生。然而，如果輸入和輸出電流較高，則很難在濾波器的效率、尺寸、阻尼、成本以及實(shí)際性能水平之間作出權(quán)衡。本文檔將通過一個100W升降壓DC/DC設(shè)計示例，簡要介紹作出這種權(quán)衡所需的注意事項(xiàng)、布局和器件。

圖 1：100 W 降壓-升壓轉(zhuǎn)換器的演示電路板。

設(shè)計一款滿足以下要求的升降壓轉(zhuǎn)換器：

? 18 V_out / V_in 14-24 V_dc 時 P_out 最高為 100 W

? 輸出100W 時效率超過95%

? 符合CISPR32 Class B干擾限值（傳導(dǎo)和輻射）

? 低輸出紋波（低于 20mVpp）

? 無法屏蔽

? 長輸入和輸出線纜（各1m）

? 盡可能緊湊

? 性價比盡可能高

為了滿足這些嚴(yán)格的要求，必須設(shè)計出一種電感非常低、緊湊布局，以及能夠匹配轉(zhuǎn)換器的濾波器。如果考慮EMC，輸入和輸出線纜是頻率范圍高達(dá)1GHz的主要天線。由于現(xiàn)代四開關(guān)升降壓轉(zhuǎn)換器在輸入和輸出端都具有高頻電流環(huán)路，因此必須根據(jù)工作模式對輸入和輸出進(jìn)行濾波。這可以防止由于MOSFET快速開關(guān)導(dǎo)致的高頻干擾進(jìn)入線纜并產(chǎn)生輻射。

圖2：高頻 ΔI/Δt 環(huán)路和臨界ΔU/Δt開關(guān)節(jié)點(diǎn)電路圖，具體取決于轉(zhuǎn)換器工作模式。

本應(yīng)用使用了來自Linear Technology (Analog Devices) 的開關(guān)穩(wěn)壓器LT3790。其輸入電壓范圍高達(dá)60VDC，開關(guān)頻率可調(diào)，可控制四個外部MOSFET，使設(shè)計具有高度靈活性。

升降壓電路設(shè)計的主要特點(diǎn)：

? 雙面6層印刷電路板

? 400kHz開關(guān)頻率

? 扼流圈中的電流紋波約為額定電流的30%

? 緊湊型60V MOSFET，具有較低的R_dson、R_th和封裝ESL

? 1Ω柵極串聯(lián)電阻

圖3：轉(zhuǎn)換器功率級簡圖。

3.1.電感選擇

利用REDEXPERT在線平臺，可以快速、輕松、精確地選擇合適的電感。在此案例中，必須先為降壓操作輸入一次操作參數(shù)（V_in、f_sw、I_out、V_out、ΔI），再為升壓操作輸入一次。

在降壓操作中，需求一個更大的電感以及一個更小的最大峰值電流 (7.52 μH/5.83 A)。

在升壓操作中，電感減小了，但最大峰值電流會增大 (4.09 μH/7.04 A)。

使用REDEXPERT選擇電感的另一個好處是：可以根據(jù)不同器件復(fù)雜的交流和直流損耗、產(chǎn)生的器件發(fā)熱以及它們的明顯參數(shù)（尺寸、額定電流等），對它們進(jìn)行比較。

在此案例中，選擇了WE-XHMI系列屏蔽電感，電感值為6.8μH，額定電流為15A。由于采用現(xiàn)代制造技術(shù)，該器件的RDC極低，尺寸極小，僅15x15x10mm（長/寬/高）。其創(chuàng)新的磁芯配比材料還使其具有不受溫度影響的軟飽和特性。

圖 5：WE-XHMI 74439370068 的 REDEXPERT 仿真（降壓操作）。

3.2.輸入電容器選擇

由于流過濾波電容器的脈沖電流較高，并且要確保較低的輸出紋波，因此鋁聚合物和陶瓷電容器的組合成為最佳選擇。一旦最大輸入和輸出電壓紋波設(shè)置完成后，可使用以下公式計算所需電容。

選擇的電容：6 x 4.7μF / 50V / X7R = 28.2 μF (WCAP-CSGP 885012209048)

使用REDEXPERT，可以輕松、快速地確定MLCC的直流偏置，得出的值更接近實(shí)際，參見圖6。結(jié)果：必須考慮到輸入電壓為24V 時電容會減少20％；因此有效容值只有23μF，但已足夠。此外，將一個 68μF/35V WCAP-PSLC鋁聚合物電容器與陶瓷電容器并聯(lián)使用，串聯(lián)一個0.22Ω SMD電阻。這有助于轉(zhuǎn)換器的負(fù)輸入阻抗與輸入濾波器保持穩(wěn)定（更多信息請參見ANP044）。由于該電容器也會有一定量的高脈沖電流流過，因此鋁電解電容器在此案例中不太適用。較高的ESR會導(dǎo)致該類電容器溫度過高。

圖6：所選MLCC的REDEXPERT阻抗、ESR和直流偏置圖。

3.3.輸出電容器選擇

選擇的電容：6 x 4.7 μF / 50 V / X7R = 28.2 μF – 15% 直流偏置 = 24 μF (WCAP-CSGP 885012209048)

另加：1個鋁聚合物電容器以快速響應(yīng)瞬態(tài)信號：

WCAP-PSLC 220μF/25V

圖7：100W升降壓轉(zhuǎn)換器電路圖（包括所有濾波器器件）。

3.4.PCB 頂層布局分析

圖8：降壓-升壓轉(zhuǎn)換器的 EMC 優(yōu)化頂層布局（省略輸入和輸出濾波器組）。

1.陶瓷濾波電容器布置緊密，使得高 △l/△t 的輸入和輸出環(huán)路結(jié)構(gòu)非常緊湊。

2.電路中的敏感的、高阻抗的模擬部分的 AGND 覆銅表面分離且順滑（僅 PIN30 連接到 PGND）。

3.非常靠近開關(guān)電源IC的緊湊型自舉電路。

4.并聯(lián)電容的電流測量連接按差分線路布線，采用干凈的開爾文連接。

5.通過寬帶 π型 濾波器對開關(guān)穩(wěn)壓器 IC 的內(nèi)部電源做去耦濾波

6.為了達(dá)到電路板底部和內(nèi)部PGND層的低電感和低阻抗需使用盡量多的過孔。

7.大面積覆銅可以作為良好的散熱片并提供低 RDC，但不得超過必要的面積，特別是在兩個“熱”△U/△t 開關(guān)節(jié)點(diǎn)上，以免形成不必要的天線。

3.5.PCB 底層布局分析

圖 9：降壓-升壓轉(zhuǎn)換器的EMC優(yōu)化底層布局，包括四個功率MOSFET、剩余的濾波電容器、并聯(lián)電容和續(xù)流二極管。

8.在靠近FET的位置布置陶瓷濾波電容器，使得高△l/△t的輸入和輸出環(huán)路結(jié)構(gòu)非常緊湊。

9.幾何形狀布局和覆銅表面的使用意味著FET之間以及FET與并聯(lián)電容之間的連接的阻抗和電感極低。

10.具反向幾何形狀的電容分流器，可進(jìn)一步降低寄生電感；因此，HF電流環(huán)路也可減至最小。

11.由于沒有其它大型器件阻礙熱傳導(dǎo)，因此PCB底面上的半導(dǎo)體可以得到更好的冷卻。

12.超快恢復(fù)肖特基二極管緊鄰相應(yīng)的 開關(guān)FET布置。

13.大面積覆銅可以作為良好的散熱片并提供低RDC，但不得超過必要的面積，特別是在兩個“熱”△U/△t開關(guān)節(jié)點(diǎn)上，以免形成不必要的天線。

3.6.中間層布局分析

圖 10：中間層3的布局。

圖 11：中間層2、4、5的布局。

? 所有四個中間層基本都為PGND覆銅表面，因此具備相應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)：

? 熱損失分布均勻。

? 電流饋電和返回路徑始終形成盡可能小的環(huán)路面積，從而最大限度減少關(guān)鍵EMC環(huán)路天線。

? 一定量的關(guān)鍵EMC高頻噪聲HF 在PGND表面轉(zhuǎn)換為熱量（渦流效應(yīng)）并因此被吸收。這種效應(yīng)會隨著PGND和HF相關(guān)部件之間的距離減小而增加。

? 部分屏蔽。

? MOSFET柵極的引線在兩個PGND層內(nèi)布線，因此可完全屏蔽。

? 具有GND電位的過孔圍繞PGND邊緣以規(guī)則的間隔布置。這些可以抵消潛在的邊緣輻射。

3.7.輸入和輸出濾波器器件

選擇濾波器器件時，必須能夠達(dá)到150kHz – 300MHz 的寬帶干擾抑制。這應(yīng)足以抑制預(yù)期的傳導(dǎo)和輻射EMC干擾。但如果輸入或輸出處使用的線纜被縮短或省略了，則濾波器也可被簡化。

3.8.不含濾波器的EMC測量 (100WP_out)

為滿足大多數(shù)應(yīng)用的需要，轉(zhuǎn)換器的干擾不得超出Class B （家用）限值，包括傳導(dǎo) (150kHz – 30MHz) 和輻射 (30MHz – 1GHz) 范圍，參見圖12 和13。

鑒于此處需要的電流，除了插入損耗非常重要之外，電感元件還必須具有盡可能低的RDC，從而將效率和自熱保持在一個可接受的水平。遺憾的是，低RDC通常意味著需要增大設(shè)計尺寸。因此，使用最先進(jìn)的元器件在這里也尤為重要，它們可以在RDC、阻抗和尺寸之間達(dá)到完美的平衡。WE-MPSB系列以及WE-XHMI系列的緊湊設(shè)計特別適合于此案例。廉價的鋁電解電容器（如 WCAP-ASLI）適合作為電容值為10μF以上的濾波器的電容器件。與上面提到的刻薄電容器不同，此處不會出現(xiàn)高紋波電流（濾波器電感會有效阻止這些電流），因此它們不需要承受高紋波電流。因此，較高的ESR也不是問題，這甚至還有助于保持低的濾波器系數(shù)，從而防止其它不必要的振蕩。

圖12：不含輸入濾波器時的傳導(dǎo)干擾測量。果然，盡管布局良好，但干擾超出了B類限值。

圖13：不含輸入和輸出濾波器時的輻射干擾測量。在大約180MHz 下，干擾和限值之間的差異非常小，這可能會導(dǎo)致后續(xù)測量出現(xiàn)問題。其原因是肖特基恢復(fù)電流的快速反向恢復(fù)時間刺激了寄生 LC 諧振。

圖15 顯示了輸入和輸出濾波器的結(jié)構(gòu)（共模和差模）。圖16 顯示了該濾波器在EMC相關(guān)頻率范圍內(nèi)對差模插入阻尼的仿真。

圖14：三種不同頻率范圍的濾波器元件框圖。

圖15：輸入和輸出濾波器組差模插入阻尼的LTSpice仿真（僅漏感與CMC相關(guān)）。

圖16：仿真差模插入衰減與兩個濾波器組的寄生特性。最高 500MHz 下，可實(shí)現(xiàn)超過80dB的插入損耗。

其它的濾波器損耗由電感器中的歐姆損耗導(dǎo)致：

? 輸出濾波器損耗：I² ? R_dc = 5.5 A² ? 30 mΩ = 907mW

? 輸入濾波器損耗：|² ? R_dc = 7 A² ? 18.4 mΩ = 902mW

共模電感的選擇標(biāo)準(zhǔn)如下：

? 在較寬的頻率范圍內(nèi)（此案例為150kHz至300MHz）盡可能達(dá)到最大共模阻抗。

? 分段繞組技術(shù)，以獲盡可能大的漏感（差模干擾抑制）。

? 低RDC。

? 緊湊型設(shè)計和SMT。

3.9.具輸入和輸出濾波器的PCB上表面布局分析

1.布置兩個濾波器組時，盡可能消除與電路主要部分的電感和電容耦合；否則可能會影響濾波效果。

2.內(nèi)層中的PGND覆銅表面僅與濾波器的兩個鋁電解電容器連接。濾波器組下沒有覆銅，即便中間層也是如此。這可以避免電流耦合，否則會降低濾波電容器的抑制效果。

圖17：使用的兩個WE-UCF共模電感的共模和差模阻抗曲線

3.設(shè)計T型濾波器時，盡可能消除三個器件內(nèi)不必要的電容和電感耦合。

4.兩個共模電感下方?jīng)]有覆銅，以便最大限度減少電容耦合

圖18：頂層視圖，包括符合CISPR32 B類的所有濾波器元件

圖 19：頂層測量

3.10. 100 W P_out (T_a = 22 °C)下濾波器的溫度和效率測量

100 WP_out下的效率測量結(jié)果：

? 降壓模式 96.5 %

? 升壓模式 95.6 %

元器件的最高溫度低于64°C，這為更高的環(huán)境溫度提供了足夠的余量，同時器件上受到的壓力也比較低。同樣效率也非常高，特別是考慮到這會影響所有過濾器器件。

圖20：底層測量

盡管具有精細(xì)的布局以及合適的有源和無源器件，但此案例中苛刻的規(guī)格要求（如長電纜、缺少屏蔽等）意味著如果不額外加裝濾波器，就無法符合Class B標(biāo)準(zhǔn)。但是，由于這一問題在意料之中，可以從一開始就設(shè)計合適的濾波器。因此，本文檔設(shè)計了一款靈活、高效且符合B類標(biāo)準(zhǔn)的100W降壓-升壓轉(zhuǎn)換器。為使電路板更加緊湊，可將兩個濾波器組旋轉(zhuǎn)90°或布置在PCB底面。借助如REDEXPERT和LTSpice等設(shè)計和仿真軟件，可以快速、低成本地得出結(jié)果。

圖21：含上述輸入濾波器時的傳導(dǎo)干擾。在整個測量范圍內(nèi)，平均和準(zhǔn)峰值干擾均未超出規(guī)定限值。

圖22：含上述輸入和輸出濾波器時的輻射干擾。在整個測量范圍內(nèi)，干擾均未超出規(guī)定限值（水平和垂直）。

A. 附錄

A.1. 物料清單