RF測試筆記是業(yè)界一線工程師們通過理論和實(shí)踐相結(jié)合的方式介紹射頻微波測試技術(shù)的專欄,主要涵蓋噪聲系數(shù)、數(shù)字調(diào)制、矢網(wǎng)、頻譜分析、脈沖信號等內(nèi)容。
在前面關(guān)于數(shù)字調(diào)制的文章中分別介紹了IQ 調(diào)制的基本理論及調(diào)制解調(diào)的數(shù)學(xué)解析及圖解過程(數(shù)字調(diào)制系列:如何理解IQ ?、數(shù)字調(diào)制系列:IQ基本理論、數(shù)字調(diào)制系列:IQ調(diào)制及解調(diào)簡述),闡述了常見的數(shù)字調(diào)制方式,并解釋了為什么經(jīng)過IQ 調(diào)制器之后帶寬會翻倍的原因。本文將著重介紹模擬IQ 調(diào)制器的特性,為后面的IQ 調(diào)制性能驗(yàn)證測試作準(zhǔn)備。
模擬IQ 調(diào)制器包含Mixer,在上變頻的過程中,勢必會產(chǎn)生鏡頻產(chǎn)物。當(dāng)輸出無頻偏信號時,即信號中心頻率與調(diào)制器的LO 信號頻率相同時,相當(dāng)于采用的是Zero-IF 機(jī)制,鏡頻產(chǎn)物與信號本身不可分割,即使通過濾波器也無法濾除鏡頻。慶幸的是,采用IQ調(diào)制及解調(diào)器,即使存在鏡頻產(chǎn)物,依然可以恢復(fù)出原始的IQ信號。這也是為什么模擬IQ 調(diào)制器之后不需要鏡頻抑制濾波器的原因。
由于這種正交架構(gòu),IQ 調(diào)制器本身是具有一定鏡頻抑制能力的,但是只有在輸出具有一定頻偏的信號時,即信號中心頻率與LO 信號頻率不同時,才能體現(xiàn)出鏡頻抑制特性。下面將通過一些特殊的基帶IQ 信號進(jìn)行解析分析,闡述影響鏡頻抑制特性的因素,及如何改善鏡頻抑制特性。
1. IQ 信號幅度平衡性對鏡頻抑制的影響
IQ信號幅度不平衡(即幅度不同),要么是輸入至調(diào)制器的I 和Q 信號的幅度不平衡,要么是調(diào)制器具有一定的增益不平衡(即I 和Q 兩路的增益不同),這些都會影響對鏡頻的抑制能力。
令i(t)=Acoswbt,q(t)=sinwbt,則經(jīng)過IQ調(diào)制輸出的射頻信號s(t)為
s(t)=Acoswbt· coswct - sinwbt · sinwct
積化和差得
s(t)=0.5(A+1)cos(wc+wb)t + 0.5(A-1)cos(wc-wb)t
當(dāng)A=1時,射頻信號中只有上邊帶(wc+wb)分量;
當(dāng)A=-1時,射頻信號中只有下邊帶(wc-wb)分量;
當(dāng)A≠±1時,射頻信號中同時包含上邊帶(wc+wb)和下邊帶(wc-wb)兩個分量。
以上通過解析方式介紹了IQ 調(diào)制器的鏡頻抑制特性,其實(shí)通過圖解方法也可以清晰簡便地進(jìn)行說明。下面考慮A=1的情況,圖1 給出了載波信號的傅里葉變換,這是雙邊帶頻譜,基帶信號經(jīng)過IQ 調(diào)制器實(shí)現(xiàn)了頻譜的搬移,圖2分別給出了調(diào)制器兩個支路上的頻譜變換情況,最終經(jīng)過合路器合路后,下邊帶分量相互抵消,只剩下上邊帶分量。
圖1. 載波信號的傅里葉變換(雙邊帶頻譜)
圖2. IQ 調(diào)制過程頻譜變換示意圖
當(dāng)A≠±1時,射頻信號中同時包含上下邊帶,定義邊帶抑制比為:20lg│A+1│/│A-1│ (dB)。
如何改善鏡頻抑制能力呢?
IQ 調(diào)制器兩個支路的增益不平衡特性已經(jīng)無法調(diào)整,但是可以在基帶側(cè)通過調(diào)整I 和Q 兩路波形的幅度大小改善鏡頻抑制。矢量信號發(fā)生器VSG及任意波信號發(fā)生器AWG均提供了IQ Gain Imbalance調(diào)整參數(shù),對其進(jìn)行微調(diào)即可改善鏡頻抑制。
2. IQ 正交性對鏡頻抑制的影響
正交性包括兩個方面:(1) 基帶信號I 和Q 之間的正交性;(2) IQ 調(diào)制器兩個Mixer 的LO 信號之間的正交性。如果正交性不好,當(dāng)產(chǎn)生無頻偏的數(shù)字調(diào)制信號時會帶來調(diào)制和解調(diào)的誤差(EVM、BER 惡化),另一方面在產(chǎn)生單邊帶信號時,會惡化鏡頻抑制特性。
令i(t)=cos(wbt+?),q(t)=sinwbt,則IQ 調(diào)制器輸出的射頻信號為
s(t)=cos(wbt+?)· coswct - sinwbt · sinwct
積化和差得
s(t)=0.5(1+cos?)·cos(wc+wb)t-0.5sin?·sin(wc+wb)t-0.5(1-cos?)·cos(wc-wb)t+0.5sin?·sin(wc-wb)t
對于(wc+wb)分量,令a=0.5(1+cos?),b=0.5sin?,則取θ滿足如下關(guān)系:
cosθ=a/√( a2+b2),sinθ=b/√( a2+b2)
類似地,對于(wc-wb)分量,令c=0.5(1-cos?),b=0.5sin?,則取θ1滿足如下關(guān)系:
cosθ1=c/√(c2+b2),sinθ1=b/√(c2+b2)
以上公式代入s(t),最終可得
s(t)=0.707√(1+cos?)·cos[(wc+wb)t+θ]+0.707√(1-cos?)·cos[(wc-wb)t-θ1]
由正交誤差?造成的鏡頻抑制度為:10lg(1+cos?)/(1-cos?) (dB)。
以上是從基帶I 和Q 信號的正交性著手分析對鏡頻抑制特性的影響,如果基帶信號理想正交,而IQ 調(diào)制器兩個Mixer 的LO 正交性不好,整個推導(dǎo)過程是類似的,此處不再贅述。當(dāng)然,IQ 調(diào)制器的特性已經(jīng)固定,只能通過調(diào)整基帶信號的正交性改善鏡頻抑制能力。
3. IQ 調(diào)制器的載波抑制特性
IQ 調(diào)制器除了可以抑制鏡頻外,在數(shù)字調(diào)制過程中還可以抑制載波。理論上,只要模擬I 和Q 信號中沒有DC 分量,而且IQ 調(diào)制器是理想的,那么輸出的射頻寬帶信號中將沒有載波。但是實(shí)際產(chǎn)生的寬帶信號總是具有一定的載波泄露,來源于兩部分:(1) IQ 信號中包含一定的DC 分量;(2) IQ 調(diào)制器中Mixer 的LO 泄露。
對于數(shù)字調(diào)制信號而言,載波泄露是一種帶內(nèi)干擾,如果載波分量較強(qiáng),將直接影響整個系統(tǒng)的通信質(zhì)量。因此,要盡量降低載波泄露。通常在基帶側(cè)微調(diào)I Offset 或者Q Offset 來改善載波抑制特性,這相當(dāng)于引入DC 分量,如果設(shè)置的DC 的量和極性合適,I 和Q 兩路引起的載波泄露將相互抵消,甚至可以抵消Mixer 的LO 泄露帶來的影響。
以上介紹了IQ 調(diào)制器的鏡頻抑制及載波抑制特性,這些都是IQ 調(diào)制器固有的特性,也是性能驗(yàn)證測試中必測的項(xiàng)目。此外,IQ 調(diào)制器還有幅頻響應(yīng)、三階交調(diào)等參數(shù),這些也都是需要測試的。不同的測試項(xiàng)目需要不同的測試設(shè)備和測試方法,這將是后面要介紹的內(nèi)容……
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