準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器的峰值功率能力及如何處理峰值功率要求

設(shè)計(jì)工程師在設(shè)計(jì)開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器時(shí)，通常會(huì)根據(jù)產(chǎn)品規(guī)定的最大輸出功率條件來(lái)設(shè)計(jì)散熱方案。例如，功率50W的轉(zhuǎn)換器必須具備足夠的散熱能力，才能在啟動(dòng)后在最低輸入線路電壓及最高環(huán)境溫度條件下迅即持續(xù)提供50W功率。

然而，某些應(yīng)用并非從電源汲取恒定功率。例如，當(dāng)打印機(jī)的打印頭處于工作狀態(tài)或處理打印紙時(shí)，打印機(jī)以脈沖方式消耗功率。在此特殊案例中，轉(zhuǎn)換器的散熱設(shè)計(jì)并非針對(duì)處理峰值功率，而是要小得多的平均功率。

反激電源轉(zhuǎn)換器

輸出功率小于70W的低功率轉(zhuǎn)換器通常使用反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，因?yàn)榇送負(fù)浣Y(jié)構(gòu)：a） 在多路輸出應(yīng)用中提供良好的互穩(wěn)壓（cross-regulation）性能；b） 能夠采用寬輸入電壓范圍（90-264Vac）工作，且不需要功率因數(shù)校正（PFC）預(yù)轉(zhuǎn)換器；c） 提供極低能耗待機(jī)模式。變壓器提供與交流主電源的隔離，并存儲(chǔ)初級(jí)端能量，然后在開關(guān)切斷事件期間將能量轉(zhuǎn)移至次級(jí)端。此簡(jiǎn)單技術(shù)每路輸出電壓使用1顆功率MOSFET開關(guān)和1個(gè)二極管來(lái)限制外圍元件。

假定上述原則對(duì)所有反激轉(zhuǎn)換器而言都很適用，我們接下來(lái)就要分析多種不同反激轉(zhuǎn)換器的各自優(yōu)缺點(diǎn)。

固定頻率脈寬調(diào)制（PWM）反激轉(zhuǎn)換器很可能是當(dāng)今最常見的架構(gòu)。由內(nèi)部時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)的開關(guān)頻率可供選擇，從而使轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的電磁干擾（EMI）遠(yuǎn)離關(guān)鍵頻率范圍。穩(wěn)壓回路確定功率開關(guān)的導(dǎo)電時(shí)間，并且控制轉(zhuǎn)換器存儲(chǔ)/傳輸?shù)哪芰?。此類轉(zhuǎn)換器能以連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM）工作，存儲(chǔ)在變壓器中的能量在關(guān)閉時(shí)間的末段并未完全傳輸至次級(jí)端電容。在下一個(gè)周期出現(xiàn)時(shí)變壓器仍然保持磁化狀態(tài)。此模式提供梯形初級(jí)電流波形（而非三角波形），以有限的均方根（rms）電流提供更高的輸出功率。由于采用CCM工作，變壓器的設(shè)計(jì)可以采用更大的初級(jí)電感，從而提升低功率/待機(jī)模式下的能效數(shù)值。

另一常見版本是準(zhǔn)諧振（QR）類型，提供所謂的谷底開關(guān)導(dǎo)通：功率MOSFET在漏極-源極電壓（VDS）的谷底（最小值）導(dǎo)通。此技術(shù)與硬開關(guān)（hard switching）版本技術(shù)相比，提供更佳的EMI性能。此類轉(zhuǎn)換器的開關(guān)損耗降低了，但也強(qiáng)制要求降低開關(guān)頻率，從而傳遞峰值功率，同時(shí)維持完整的變壓器退磁（demagnetization）。此更低工作頻率要求的開關(guān)周期所存儲(chǔ)的能量越多，要求變壓器的尺寸就越大（及成本越高），使初級(jí)MOSET及次級(jí)端二極管均承受高峰值電流。

第三類是遲滯轉(zhuǎn)換器。此類轉(zhuǎn)換器通過調(diào)制開關(guān)頻率來(lái)提供所要求的能量（要傳輸更多電能則頻率更高），確保以凍結(jié)的（frozen）初級(jí)峰值電流傳輸電能。就像PWM技術(shù)一樣，此方案并不控制功率MOSFET開關(guān)事件，不能提供谷底開關(guān)工作（以最低谷底調(diào)節(jié)開關(guān)，降低開關(guān)損耗）。

本文探討的主題是準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器的峰值功率能力。我們將具體分析此類轉(zhuǎn)換器的特性，特別是它如何處理峰值功率要求。

高峰值功率準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器的具體特性

與傳統(tǒng)PWM轉(zhuǎn)換器不同，此類轉(zhuǎn)換器采用可變工作頻率工作，恰好在漏極-源極電壓處于最低值（見圖1）的時(shí)間點(diǎn)導(dǎo)通MOSFET。此轉(zhuǎn)換器自然地減少電磁干擾及降低開關(guān)損耗。

圖1：采用最低電壓開關(guān)工作的準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器的典型漏極-源極電壓波形。

為了保持谷底開關(guān)工作，在低輸出功率情況下，導(dǎo)通時(shí)間縮短意味著開關(guān)頻率更高，反過來(lái)也要求更短導(dǎo)通時(shí)間（諸如此類），從而逐周期限制從初級(jí)端傳輸?shù)酱渭?jí)端的能量，令其低于所要求的限制值。

為了限制開關(guān)頻率漂移，業(yè)界已經(jīng)開發(fā)出鉗位控制最低導(dǎo)通時(shí)間及最大開關(guān)頻率的新方案。為了保持準(zhǔn)諧振工作，同時(shí)確保最低漏極-源極電壓開關(guān)，創(chuàng)新的谷底鎖定（valley-lockout）方案已被開發(fā)出來(lái)。它能工作至第4個(gè)谷底，然后切換至可變頻率模式，即壓控振蕩器（VCO）模式（見圖2）。此方案確保提供極佳的輕載/待機(jī)能耗性能，就像安森美半導(dǎo)體的NCP1379/1380所展示的那樣。

圖2：以谷底開關(guān)及谷底鎖定工作的準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器的漏極-源極電壓波形（從第1個(gè)谷底逐漸轉(zhuǎn)移至第4個(gè)谷底，然后是VCO模式，這期間轉(zhuǎn)換器傳輸?shù)哪芰繙p少）。

這種能量傳輸方法看上去不錯(cuò)，但不利的是，在需要更高峰值功率時(shí)就出現(xiàn)問題了。為了逐周期增加傳輸?shù)哪芰?，初?jí)電流應(yīng)當(dāng)更大，相應(yīng)地具備更長(zhǎng)的導(dǎo)通時(shí)間。次級(jí)端二極管的導(dǎo)電時(shí)間也延長(zhǎng)，迫使控制器減小開關(guān)頻率，從而確保變壓器完全退磁。雖然頻率更低，但每周期的能量應(yīng)當(dāng)增加，迫使開關(guān)頻率進(jìn)一步降低。確保變壓器完全退磁所需的此“雙重”效應(yīng)將迫使轉(zhuǎn)換器大幅降低頻率，接受峰值功率上升。因此，變壓器的設(shè)計(jì)應(yīng)當(dāng)可以接受更高能量，且這些能量逐周期存儲(chǔ)：這就需要更大尺寸的變壓器，配合采用高峰值功率工作的準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器。

如果上述特性在高功率期間滋生問題，那么在次級(jí)端輸出對(duì)地電平短路的情況下，此問題就變成了自然的優(yōu)勢(shì)。在出現(xiàn)短路的情況下，退磁將經(jīng)歷更長(zhǎng)的時(shí)間，確保頻率極低，因而減少電能的傳輸。由于此工作模式，安全性也大幅提升。一旦次級(jí)端輸出電壓重新上升（如在消除短路的情況下），開關(guān)頻率將立即上升。

70W輸出功率設(shè)計(jì)的準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器峰值功率及示波器波形捕獲結(jié)果

綠色跡線：MOSFET電流 ID（t），0.5 A/div，

黃色跡線：MOSFET電壓VDS（t），100 V/div，

時(shí)間= 5 μs/div

圖3：中等功率準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器

測(cè)試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut = 40W

IDmax = 1.75A @45kHz，由于采用了NCP1379的谷底鎖定技術(shù)，在第3個(gè)谷底開關(guān)。

VDS，max = 640V

圖4：大功率準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器

測(cè)試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut = 62.5W

IDmax = 2.4A@45kHz，采用經(jīng)典準(zhǔn)諧振模式，在第1個(gè)谷底開關(guān)

VDS，max = 680V

圖5：峰值功率準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器

測(cè)試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut = 75W

IDmax = 2.8A （最低至38.5kHz的更低頻率條件下，從而提供更高初級(jí)電流及傳輸更多電能）。在變壓器飽和條件下，此電流低于3A。

VDS，max = 720V （低于MOSFET的800V限制值）

上述示波器屏幕截圖確定了功率最高70W、開關(guān)頻率最低39kHz的準(zhǔn)諧振反激設(shè)計(jì)的功率能力。

提供更高峰值功率的新方案

我們想定義一種新的電源轉(zhuǎn)換方案，此方案提供更高峰值功率能力，不含尺寸過大的元器件，同時(shí)保持準(zhǔn)諧振工作反激轉(zhuǎn)換器的優(yōu)勢(shì)。

a） 在額定/平均功率條件下保持準(zhǔn)諧振的低EMI及更低開關(guān)損耗的優(yōu)勢(shì)

b） 在大功率條件下使用連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM），避免頻率降低及變壓器尺寸較大/過大

c） 保持準(zhǔn)諧振輸出短路特性和極佳的固有安全性

帶連續(xù)導(dǎo)電模式的更高峰值功率準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器

NPC1380的零電流檢測(cè)（ZCD）電路的工作原理如圖6所示：在輔助繞組電壓施加于ZCD輸入的條件下，此控制器能夠控制能量傳輸?shù)慕K結(jié)。增添的二極管D203和電阻R206用于MOSFET導(dǎo)通期間NCP1379的過功率補(bǔ)償（OPP）功能。

圖6：連續(xù)導(dǎo)電模式準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器的原理

應(yīng)當(dāng)修改此電路，從而在出現(xiàn)高峰值功率需求的情況下支持CCM工作。為了避免在規(guī)定的功率等級(jí)變壓器完全退磁（例如傳輸時(shí)間長(zhǎng)于給定值），電路中增加了額外晶體管，如圖6中的Q206所示。此晶體管的存在迫使ZCD在還沒有出現(xiàn)變壓器完全退磁的情況下重啟控制器。得益于極佳的固有準(zhǔn)諧振安全性，我們也應(yīng)該使用ZCD來(lái)在平均功率、起始相位及輸出對(duì)地短路等條件下保持完全退磁控制，避免應(yīng)力過大及多個(gè)元器件的尺寸過大。此舉是通過控制輔助繞組反射電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)的，極佳地映射了次級(jí)輸出電壓。

支持CCM高功率工作所增添電路的細(xì)節(jié)

原理：抑制準(zhǔn)諧振零電壓檢測(cè)，在功率高于給定限制值條件下支持CCM工作

圖7：連續(xù)導(dǎo)電模式準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器的詳細(xì)方案

* C231由與供電電壓成正比的負(fù)電壓在初級(jí)開關(guān)導(dǎo)電期間充電

* R235和R254及C231組合設(shè)定延遲時(shí)間T，晶體管Q206是將電路導(dǎo)通（基于簡(jiǎn)單定時(shí)器）的開關(guān)

* 在規(guī)定的時(shí)間T內(nèi)，Q206切換為導(dǎo)通狀態(tài)，并將ZCD引腳1拉至地電平（從而以存儲(chǔ)在變壓器中的能量重啟下一個(gè)周期）。串聯(lián)電容確保IC輸入端的低電壓電平，即使是在Q206的飽和電壓Vce-sat條件下。

* 由于Q206由直接連接至繞組的電阻R234充電，在次級(jí)二極管導(dǎo)電期間，CCM連接至次級(jí)端反射電壓：如果反射電壓/次級(jí)端輸出電壓過低（如在啟動(dòng)相位或是輸出對(duì)地短路），CCM就不能被激活。

修改前述70W輸出設(shè)計(jì)、帶前端PFC的CCM準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器的峰值功率及示波器截圖

綠色跡線：MOSFET電流 ID（t）， 0.5A/div，

黃色跡線：MOSFET電壓 VDS（t）， 100V/div，

時(shí)間 = 5μs/div

圖8：限制至CCM的中等功率準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器

測(cè)試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut = 50W

最大電流1.85A@55kHz，以經(jīng)典準(zhǔn)諧振模式在第1個(gè)谷底開關(guān)。此特性與以谷底開關(guān)用于較小功率之前述測(cè)試相同。

最大電壓（V Max） = 650V

圖 9：采用CCM的大功率準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器

測(cè)試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut =75W

在CCM及頻率增加至80 kHz從而配合傳輸更多電能且無(wú)須較大初級(jí)/MOSFET電流條件下的最大電流2A

最大電壓（V Max） = 680V

圖10：采用CCM的峰值功率準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器

測(cè)試條件：電源電壓395Vdc，輸出功率POut = 110W

在CCM及將頻率降低至77kHz從而配合傳輸更多電能（更長(zhǎng)導(dǎo)通時(shí)間）條件下最大電流為2.7A。此電流低于變壓器的3A飽和電流。

此條件應(yīng)當(dāng)與39kHz條件下（原準(zhǔn)諧振模式下僅70W功率）2.8A電流比較。

最大電壓（V Max） = 760V（低于MOSFET的800V最大漏極-源極電壓）

這種新方案支持增加約50%的功率能力，且無(wú)須增加總體組件尺寸及成本（主要是變壓器），保持所有準(zhǔn)諧振額定負(fù)載及安全特性優(yōu)勢(shì)。

無(wú)前端PFC的CCM準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器

在低交流主電源電壓條件下功率能力被降低。即使CCM定時(shí)器的關(guān)閉時(shí)間控制較短（在交流主電源輸入電壓較低的條件下，與供電電壓成正比的反射負(fù)電壓也較?。谳^低交流主電源條件下較長(zhǎng)的導(dǎo)通時(shí)間（旨在獲得相同的MOSFET漏極電流）對(duì)開關(guān)頻率的影響較小，降低了功率能力。

這種新方案也能夠在無(wú)前端PFC的條件下使用，從而增加功率低于75W限制值、不含PFC的應(yīng)用的峰值功率。

新方案的局限

需要顧及此新方案的兩個(gè)局限。

CCM應(yīng)用不用于高輸出電壓應(yīng)用，因?yàn)楦咻敵鲭妷簯?yīng)用要求極短反向恢復(fù)時(shí)間（trr）的次級(jí)端二極管。CCM通常局限用于自然地采用肖特基二極管、電壓低于30Vdc的低壓應(yīng)用（對(duì)于19V配接器或打印機(jī)應(yīng)用而言尤為如此）。

在配有次級(jí)端同步整流的大輸出電流應(yīng)用中難于使用CCM。次級(jí)端同步整流MOSFET在新周期開始之前應(yīng)當(dāng)切換為關(guān)閉狀態(tài)，從而避免此雙向開關(guān)短路。變壓器初級(jí)端的極高電流將激活初級(jí)過流限制功能，并使電源停止工作。

結(jié)論

此新方案使用帶高峰值功率能力的準(zhǔn)諧振反激轉(zhuǎn)換器，與標(biāo)準(zhǔn)準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器相比，將功率能力提高了約50%。針對(duì)更高峰值功率的CCM設(shè)計(jì)可避免變壓器、MOSFET及次級(jí)端二極管尺寸過大。而如今針對(duì)平均功率優(yōu)化的設(shè)計(jì)可以更為緊湊，且提升了低功率/待機(jī)模式性能，因?yàn)樵黾恿俗儔浩麟姼?，同時(shí)保持了針對(duì)額定功率準(zhǔn)諧振方案的所有優(yōu)勢(shì)。

針對(duì)功率低于75W（不含PFC）的應(yīng)用所增加的峰值功率能力，支持減小如今計(jì)算機(jī)、游戲機(jī)及打印機(jī)中使用的準(zhǔn)諧振反激配接器的尺寸及成本。已經(jīng)利用安森美半導(dǎo)體NCP1379/1380展示的此方案易于采用極小數(shù)量的低成本元器件設(shè)計(jì)。NCP1379/1380也提供谷底鎖定功能，用于提升低功率性能。

應(yīng)用于準(zhǔn)諧振反激電源轉(zhuǎn)換器的連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM）結(jié)合了PWM（CCM模式下更高峰值功率能力）和QR（輸出對(duì)地短路條件下更低EMI、更低開關(guān)損耗及固有的安全特性）的優(yōu)勢(shì)，正在迅速成為未來(lái)產(chǎn)品的首選反激方案，提供極佳且固有的安全特性（更低開關(guān)頻率，輸出對(duì)地短路）。

圖11：基于NCP1379的CCM準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器GreenPoint（r）參考設(shè)計(jì)詳細(xì)及完整初級(jí)電路

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