最佳省電電源解決方案在反激式轉(zhuǎn)換器中的應(yīng)用研究

作者：鄒明璋；李全章；詹振輝

節(jié)能技術(shù)已是當(dāng)今電子產(chǎn)業(yè)的關(guān)注點(diǎn)，尤其最受到矚目的是待機(jī)功耗。許多電子產(chǎn)品有相當(dāng)比例的時(shí)間處于輕載或待機(jī)（空載）工作模式，因此，“能源之星”等規(guī)范標(biāo)準(zhǔn)在致力于提升電子設(shè)備所用電源適配器工作效能的同時(shí)，也注重提升輕載效能及降低待機(jī)功耗。為了降低待機(jī)功耗，來滿足最新的“能源之星”規(guī) 范，飛兆半導(dǎo)體已將許多全新省電技術(shù)與功能應(yīng)用于反激式轉(zhuǎn)換器 （flyback converter）。根據(jù)實(shí)驗(yàn)的結(jié)果，在交流輸入電源為230V情況下，將可以實(shí)現(xiàn)30mW極低的待機(jī)功耗。

本篇文章將探討一些創(chuàng)新技術(shù)，包括：內(nèi)建高壓啟動(dòng)電路、待機(jī)時(shí)的極端脈沖降頻模式（Deep Burst Mode）、極低的工作電流以及高壓組件放電 X電容技術(shù) （Ax-CAP?），以便節(jié)省放電電阻的功耗與使用，以上這些省電方法將使電源設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)向低成本、省電和高效率的最佳電源解決方案。

簡介

美國能源之星（ENERGY STAR） 從2009 年1 月起，針對無載的電源消耗訂定了嚴(yán)格的規(guī)范，表一所列是在不同的額定瓦數(shù)下的詳細(xì)規(guī)定。

表一、 EPS v2.0 無載時(shí)能源損耗標(biāo)準(zhǔn)

當(dāng)前，能源之星規(guī)范已不足以作為新一代電子產(chǎn)品對節(jié)能的要求，世界大廠如蘋果、惠普和戴爾等響應(yīng)環(huán)保議題，已經(jīng)積極提出更為嚴(yán)苛的規(guī)范，對此，飛兆半導(dǎo)體已將無載損耗門檻降低至30mW。

圖一中為典型的反激式轉(zhuǎn)換器，下面分析電源轉(zhuǎn)換器在無載下的損耗。主要的損耗 （不含變壓器損耗） 包括了開關(guān)損耗（Switching loss） 以及由控制電路組件所造成的損耗。表二分別對這些主要損耗列出損耗估算式和一般的改進(jìn)對策。

圖一、典型的反激式轉(zhuǎn)換器電路

表二、無載的主要損耗分析表（不含變壓器損耗）

這些主要的無載或極輕載損耗，如圖一所示將被劃分A、B和C三個(gè)區(qū)域來討論，應(yīng)用飛兆半導(dǎo)體的創(chuàng)新技術(shù)，可分別降低這三部分的損耗。

首先為A區(qū)域，A區(qū)域里有消除電磁干擾的X電容器與并聯(lián)的安規(guī)放電電阻，基本上這器件的選用必須符合安規(guī)等式（1），其中安規(guī)規(guī)定的放電時(shí)間須滿足于1秒 內(nèi)；并聯(lián)接線方式勢必于安規(guī)電阻上會有電能的功耗，且與輸入電源電壓的平方成正比增加，這個(gè)功耗可利用等式（2）得知，例如當(dāng)輸入電源為264V且放電電 阻為2MΩ時(shí)，將會有可觀的35mW在此區(qū)域消耗。

等式（1）

等式（2）

FAN6756使用創(chuàng)新的內(nèi)部高壓器件對 X電容放電技術(shù)（Ax-CAP?），消去放電電阻的功耗并不需此電阻的使用仍可通過安規(guī)認(rèn)證。

在圖二中，當(dāng)于無載或極輕載時(shí)拔去輸入電源插頭時(shí)，交流電壓（VAC）會保持在一個(gè)近似穩(wěn)定的電壓加在X電容器兩端，F(xiàn)AN6756通過HV引腳的取樣邏輯去得知VAC 的電壓變化，這個(gè)邏輯電路內(nèi)部設(shè)置有一個(gè)比較電壓 （VThreshold）去檢測是否VAC電壓值在芯片設(shè)定的延時(shí)時(shí)間（debouncing）內(nèi)始終高于這個(gè)比較電壓 （VThreshold），如果確認(rèn)此時(shí)為拔插頭的狀況，F(xiàn)AN6756 將HV腳通過內(nèi)部開關(guān)管連接至VDD，利用高壓啟動(dòng)電流將X電容上的電荷釋放；此功能只在無載或極輕載條件下有效，而取樣邏輯的判斷時(shí)間約為40ms。

圖二 、拔去輸入插頭的相關(guān)電壓行為

從圖三中可得知HV引腳功能包括高壓啟動(dòng)、輸入電壓取樣電路和X電容放電機(jī)制， M1開關(guān)是連接高壓和VDD之間的橋梁，由UVLO來控制。M1開關(guān)和R2路徑用來實(shí)現(xiàn)高壓啟動(dòng)功能， M3開關(guān)是通過一個(gè)頻率信號控制來做輸入電壓取樣控制，R2和R1分壓形成一個(gè)輸入電壓 （VINAC）的取樣到比較器的反相輸入端；VINAC是用來偵測輸入電源的電壓值；VREF是用來做為放電判斷的參考電壓。假如VINAC總是高于 VREF，M2開關(guān)將被閉合，VDD電位將被放電到VDD_OFF，使得UVLO保護(hù)觸發(fā)，UVLO保護(hù)將打開 M1開關(guān)并關(guān)閉M2，HV引腳將從X電容汲取所需的啟動(dòng)電流對VDD的電容重新充電，以達(dá)到放電功能。

圖三、HV引腳的邏輯電路圖

接下來介紹如何改進(jìn)B區(qū)域的損耗，于B區(qū)域致力的目標(biāo)是降低功率晶體管和 IC的功耗。功率晶體管主要功耗因素有VDD電壓、Burst的時(shí)間長短和開關(guān)頻率（FSW） 如等式（3）所示，在一般工作模式中（非保護(hù)模式），F(xiàn)AN6756使用創(chuàng)新技術(shù)去產(chǎn)生極低的UVLO電壓約為6.5V，所以輔助繞組電壓設(shè)定將可大幅降低；其次將Burst時(shí)間延長，降低在無載或極輕載時(shí)的工作頻率與脈沖頻率（fBurst）使FAN6756進(jìn)入極端脈沖降頻模式，進(jìn)而降低開關(guān)損耗；另一方面在柵極無輸出的情況下讓IC的工作電流（IOP_Gate-off） 降低，以減少如等式（4）所示的IC靜態(tài)損耗。圖四為于高壓無載條件下的實(shí)際量測波形，輔助繞組電壓平均值大約為12V而柵極與柵極驅(qū)動(dòng) 之間的距離大約為1.12秒，此種方法可以降低 B 區(qū)域**率晶體管和 PWM IC 的功耗。圖五定義出等式 （3） 與等式 （4） 中的相關(guān)參數(shù)。

等式（3）

等式（4）

圖四、輸入230 VAC 的無載測試波形 （Ch1-Gate Ch2-VDD）

圖五、等式（3） 與 （4） 的參數(shù)定義示意圖

最后部分為 C 區(qū)域的功耗改善方式。

FAN6756的反饋電壓引腳 （FB）通過TL431與光耦合器獲得次級端的輸出電壓信息，以此信號決定柵極的占空比；如圖六所示，流經(jīng)光耦合二極管的正向偏壓電流（IF）經(jīng)過電流轉(zhuǎn)換比 （CTR）后，將可控制初級端的反饋電流 （IC）。

圖六、 次級端電壓調(diào)變（Secondary-side Regulation）電路

在無載條件下反饋電流 （IC）將呈現(xiàn)最大值，因?yàn)橛诖饲闆r下會有最高的輸出電壓，進(jìn)而引起最大的正向偏置電流于次級端，如果想減少反饋環(huán)路 （C區(qū)） 的無載功率損耗，勢必需從PWMIC 本身來消減此功耗。

如何消減功耗呢？圖七所示為光耦合器 （PC-817） 的電壓-電流曲線，如果可以把反饋電流 （IC） 降至比0.5毫安或更低，這光耦合器 （PC-817） 將被迫工作在非線性區(qū)域，甚至進(jìn)入“死區(qū)”。 FAN6756 依上述原理， 于無載情況下通過飛兆半導(dǎo)體的專利技術(shù)降低反饋電流 （IC） 的大小，使光耦合器幾乎工作于非線性區(qū)，進(jìn)而降低反饋環(huán)路的功耗。

圖七、光耦合器 （PC-817） 電壓-電流曲線

于無載情況下，F(xiàn)AN6756切換其內(nèi)部的反饋?zhàn)杩?（ZFB），要減少反饋電流 （IC） 便必須將反饋?zhàn)杩梗╖FB）切換到大阻抗值，使光耦合器 （PC-817） 進(jìn)入到非線性區(qū)，此方法亦可遲緩電壓反饋響應(yīng)，進(jìn)而增加?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)脈沖時(shí)間間隔 （tBurst）；間接降低 B區(qū)域的功率晶體管功耗，等式（5）所示為光耦合器于次級端的功耗表示式。

等式（5）

從圖八邏輯電路圖中，可得知如何去開關(guān)反饋?zhàn)杩?（ZFB）；于無載條件下，反饋電壓值將與內(nèi)部的 VREF1與VREF2作比較，若反饋電壓小于VREF1，邏輯電路將會關(guān)閉柵極并將反饋?zhàn)杩?（ZFB） 開關(guān)至高阻抗值；反之當(dāng)反饋電壓大于VREF2時(shí)，邏輯電路將反饋?zhàn)杩?（ZFB） 切換回低阻抗值并使柵極繼續(xù)輸出，目的是使光耦合器于柵極將輸出時(shí)可工作于正常的工作區(qū)域。

圖八、反饋?zhàn)杩梗╖FB）的開關(guān)邏輯電路圖

FAN6756 與 FAN6754無載損耗計(jì)算實(shí)例

將飛兆半導(dǎo)體新、舊PWM IC：FAN6756 與FAN6754 置于相同的測試板上 （其額定輸出電壓/電流規(guī)格為19V/3.42A），量測無載時(shí)與輸入電壓為230V時(shí)的相關(guān)參數(shù)值，并將這些實(shí)測參數(shù)帶入表一中所提的無載損耗計(jì)算式， 可得到如表三所計(jì)算的損耗值。以前的 PWM IC （FAN6754） 并沒有集成飛兆半導(dǎo)體的創(chuàng)新節(jié)電技術(shù)，所測得的無載損耗為 73mW。

圖九、輸入230 VAC 的無載測試波形 （Ch1-Gate Ch2-VDD）

表三、FAN6756 與 FAN6754 無載的主要損耗計(jì)算表（不含變壓器損耗）

結(jié)論

本文章探討FAN6756降低電源供應(yīng)器整體待機(jī)功率損耗的方法。首先以數(shù)學(xué)表示式大約表示出主要的開關(guān)損耗和控制電路損耗，進(jìn)而確認(rèn)降低開關(guān)頻率 （FSW） 與增加?xùn)艠O脈沖時(shí)間 （tBurst） 為降低功率晶體管功耗的主要對策，接著導(dǎo)入多項(xiàng)飛兆半導(dǎo)體創(chuàng)新的專利技術(shù)去實(shí)現(xiàn)更低的整體待機(jī)損耗。最后，應(yīng)用于一款實(shí)際的交流反激式轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)中，其額定輸出電壓/電流規(guī)格為19V/3.42A，在230V 交流輸入且于輸出無載時(shí)，輸入功率只有30mW。

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