采用IEEE 802.15.4實(shí)現(xiàn)射頻放大電路的設(shè)計(jì)

作者：范敏，陳佳品，李振波

引言

多機(jī)器人因能更好地協(xié)同完成復(fù)雜任務(wù)而成為機(jī)器人學(xué)研究的熱點(diǎn)，在多機(jī)器人系統(tǒng) 中，通訊是其協(xié)調(diào)運(yùn)行的基礎(chǔ)。基于IEEE 802.15.4的ZigBee是一種新興的短距離無線網(wǎng)絡(luò)技術(shù)。低功耗、低成本、短時(shí)延、網(wǎng)絡(luò)自組織、自愈能力強(qiáng)、數(shù)據(jù)安全等特點(diǎn)使得它成為多機(jī) 器人間通信的理想技術(shù)。本文就是在這樣背景下，基于IEEE 802.15.4的Zigbee技術(shù)，探索通信距離要求達(dá)到300米以上的射頻增強(qiáng)模塊放大硬件電路及數(shù)據(jù)接收和發(fā)送軟件模塊設(shè)計(jì)。

1 射頻放大電路設(shè)計(jì)

1.1 功放芯片及其匹配電路：

圖1功放及其匹配電路

功放芯片采用的是安華的ATF-55143，該芯片具有高動(dòng)態(tài)范圍，高增益，高線性，低噪聲，單電源供電等特點(diǎn)。整個(gè)射頻電路如圖1所示：本設(shè)計(jì)采用有源偏置，因?yàn)樯漕l電路在工作頻率下有產(chǎn)生振蕩的趨勢，所以放大器必須滿足的首要條件是其在工作頻段內(nèi)的穩(wěn)定性。通常穩(wěn)定電路方法是在柵極串聯(lián)電阻，本文采用的方法是在低噪放大管ATF-55143的兩 個(gè)源極引入負(fù)反饋，即分別串聯(lián)一個(gè)1.0nH 的電感。與在柵極引入電阻的方法相比，該方法 能在極少降低放大電路增益的同時(shí)，獲得更低的噪聲和更廣帶寬內(nèi)的穩(wěn)定。

放大器與輸入輸出端信號源和天線的匹配很重要。放大器匹配主要有兩種方式：一是以獲得噪聲系數(shù)最小為目的的噪聲匹配；二是以獲得最大功率傳輸和最小反射損耗為目的的共 軛匹配。考慮到本設(shè)計(jì)要求主要是增加射頻通信距離，必須盡量減少反射損耗；另外從發(fā)射源輸出的信號信噪比情況比較好，對噪聲不是特別敏感，本文采用共軛匹配。

1.2 仿真結(jié)果：

直流偏置關(guān)系到 PA 核心器件低噪放大管ATF55143 的靜態(tài)工作點(diǎn)。從ADS2005A 給出 的DC-Simulation 仿真結(jié)果：柵源電壓VGS=0.428V，漏源電壓VDS=2.86V，漏源電流 IDS=10.3mA 都與ATF55143 工作在2.4GHZ 的數(shù)據(jù)手冊基本吻合，說明本設(shè)計(jì)ATF55143 工 作在正常的工作范圍內(nèi)。

S21 為輸出端口與輸入端口信號比值，代表信號的放大情況，理論上是越大越好；但它 和其他參數(shù)相互關(guān)聯(lián)，所以一般綜合權(quán)衡取折中值。輸入反射系數(shù)S11 為輸入端口信號反射 與輸入比值，代表輸入損耗；輸出反射系數(shù)S22 為輸出端口信號反射與輸出的比值，代表輸 出損耗。S11 和S22 越大則代表輸入或輸出損耗越嚴(yán)重，所以應(yīng)盡量小。一般要求在工作頻域內(nèi)S11 和S22 小于-10dB，并且越小越好。

穩(wěn)定系數(shù)是用來描述放大器是否處于絕對穩(wěn)定的一個(gè)參數(shù)。它通過在整個(gè)工作頻域內(nèi)的 穩(wěn)定系數(shù)是否大于1 來判定，大于1 則絕對穩(wěn)定，否則有可能產(chǎn)生自激。最大增益代表在工作頻段內(nèi)信號能取得的增益最大值；最大增益越大則表明電路放大信號的能力越強(qiáng)。噪聲系 數(shù)則代表信號經(jīng)過放大器后，信噪比變壞的倍數(shù)。噪聲系數(shù)越大則信號質(zhì)量下降越明顯，失真和誤碼的概率就越大，所以該值應(yīng)越小越好，一般最好能小于1 dB。

圖 2 是ADS2005A 仿真結(jié)果，圖中給出了3 個(gè)S 參數(shù)、穩(wěn)定系數(shù)、最大增益和噪聲系數(shù)的值。從圖中可以看出工作頻域內(nèi)輸入輸出反射系數(shù)S11，S22 均在-13dB 以下，放大系數(shù) 在14dB 以上，穩(wěn)定系數(shù)》1， 最大增益》15dB，噪聲系數(shù)約為0.5dB，離1 dB 還有比較遠(yuǎn)的距 離。各項(xiàng)指標(biāo)均達(dá)到或超過設(shè)計(jì)要求。

圖2 ADS2005A仿真結(jié)果

2 軟件設(shè)計(jì)

發(fā)送：發(fā)送程序流程圖如圖 3（左）。發(fā)送程序首先會通過查詢狀態(tài)字來確保CC2420 允許發(fā)送。如果CC2420 允許發(fā)送的話，程序先判斷發(fā)送寄存器是否處于下溢，是則先把發(fā)射寄存器清空，否則直接將需要發(fā)送的數(shù)據(jù)包通過SPI 寫入CC2420 的發(fā)射寄存器中。然后 等待信道空閑，清理信道*估，SPI 接口觸發(fā)發(fā)送命令，通過狀態(tài)位判斷是否發(fā)送成功。如 果不成功則調(diào)用CSMS/CA（載波偵聽多點(diǎn)接入/避免碰撞）的算法多次嘗試；如果發(fā)送成功則向上層返回發(fā)送成功的原語。

接收：接收程序流程圖如圖3（右）。進(jìn)入中斷服務(wù)函數(shù)后，先初始化，后程序檢查CC2420 中的接收緩沖是否溢出，如果是則清空接收寄存器后返回；如果沒有溢出，則通過SPI 按字節(jié)讀出接收寄存器中的數(shù)據(jù)。如果檢測到是回應(yīng)幀（ACK），則不再繼續(xù)讀取數(shù)據(jù)并清空 CC2420 的接收寄存器并返回；如果不是回應(yīng)幀，則根據(jù)數(shù)據(jù)包的長度將數(shù)據(jù)讀入ARM 的 接收緩沖區(qū)中，然后返回。

圖3 發(fā)送數(shù)據(jù)流程（左）和接收數(shù)據(jù)流程圖（右）

3 實(shí)際電路與測試距離

圖4 是我們實(shí)際做出來射頻電路的實(shí)物照片，PCB 板材為FR-4，層數(shù)為4。最上層是信 號層，第2 層是介質(zhì)絕緣層，第3 層為供電層，底層作為接地層。圖中矩形的金屬框是射頻電路的墻（接地）：所有射頻電路都包含在墻內(nèi)，墻可以焊接電磁屏蔽罩，以隔斷外界對射 頻電路的干擾。在天氣晴朗，周圍電磁波干擾少，射頻板天線頂端離地60cm 情況下，實(shí)測 通信距離為380 米，達(dá)到本文開頭提出的300 米的設(shè)計(jì)要求。

圖4實(shí)際電路板

4 結(jié)論

本文基于 IEEE802.15.4 的Zigbee 技術(shù)，提出了一種通信距離達(dá)到300 米的射頻增強(qiáng)模塊的軟硬件設(shè)計(jì)方案。該方案包括射頻放大電路硬件設(shè)計(jì)和Zigbee 數(shù)據(jù)發(fā)送、接收等軟件模塊的設(shè)計(jì)并通過ADS2005A 仿真和制板實(shí)測，各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)均達(dá)到或超過設(shè)計(jì)要求。

本文作者的創(chuàng)新點(diǎn)：通過在低噪管ATF55143 源端引入負(fù)反饋電感的辦法，與在柵極引 入電阻的方法相比，在幾乎不降低增益的情況下，獲得了更廣帶寬內(nèi)的穩(wěn)定性，同時(shí)大大降低了放大器噪聲系數(shù)。并根據(jù)設(shè)計(jì)做出了實(shí)際的電路板，用實(shí)際電路板完成通信距離測試， 使設(shè)計(jì)不停留在理論和仿真上，增加了設(shè)計(jì)的可信度。

責(zé)任編輯：gt