如果我的模擬設(shè)計(jì)中包含開關(guān)和多路復(fù)用器,那么還能改進(jìn)開關(guān)/多路復(fù)用器LTspice模型嗎?
答案:當(dāng)然能,要生成自己的模型并不困難。
我在測(cè)試電路之后,發(fā)現(xiàn)實(shí)際電路與其設(shè)計(jì)圖之間存在很多差異。電路的動(dòng)態(tài)特性有點(diǎn)出乎意料,其噪聲水平超出要求很多。我需要用仿真器來仿真該電路才能完全理解。
此電路中用到了模擬開關(guān)和運(yùn)算放大器。采用的運(yùn)算放大器已有完善的宏模型,但是模擬開關(guān)宏模型采用的并不是常見類型。開關(guān)宏模型文件的標(biāo)題已經(jīng)指出,模型參數(shù)僅對(duì)特定電源和溫度有效。嗯,您可能不知道:我的電路的運(yùn)行條件與電路模型不一樣。關(guān)于模擬開關(guān),它們太過通用,所以一個(gè)特定參數(shù)模型是不夠的?,F(xiàn)有的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)模型提供了一個(gè)不錯(cuò)的起點(diǎn),但是,涉及到模擬性能領(lǐng)域時(shí),您可能需要采用新宏模型方法來提高仿真水平。
當(dāng)我開始研究ADI和其他IC公司提供的多種模擬開關(guān)宏模型時(shí),我發(fā)現(xiàn)這些宏模型建模時(shí)都沒有考慮與電源或溫度的相關(guān)性。所以,我必須自行構(gòu)建宏模型。
構(gòu)建期間,我認(rèn)為應(yīng)由使用最簡(jiǎn)單的器件模型的模擬開關(guān)中的所有晶體管來提供要仿真的所有行為,但是連接控制引腳和MOS柵級(jí)的接口應(yīng)是最簡(jiǎn)單的行為元件。這些都通過使用LTspice仿真器完成,只要將LTspice行為器件轉(zhuǎn)化為類似SPICE的多項(xiàng)式函數(shù),這些代碼也可以在其他仿真器上使用。我們會(huì)按照特定的順序進(jìn)行仿真。
確定導(dǎo)通電阻的LTspice模型參數(shù)
我們將使用最簡(jiǎn)單的模型來仿真實(shí)際的MOS器件。為了針對(duì)導(dǎo)通電阻建模,我們將使用:
W/L,寬度(W)/MOS器件的長(zhǎng)度(L)。W/L表示器件的尺寸或相對(duì)強(qiáng)度。
VTO, 閾值電壓;gamma(γ),利用器件的反饋偏壓來更改VTO 。反饋偏壓是開啟器件和其主體電壓之間的壓差;主體一般連接到開關(guān)中PMOS的正電源和NMOS的負(fù)電源。
KP,在模型中,也被稱為K’或K-prime。這個(gè)參數(shù)模擬工藝的強(qiáng)度,乘以W/L之后,用于調(diào)整MOS電流。在給定的工藝中,NMOS的 KP一般為PMOS的約2.5倍。
RD, 器件漏極的寄生電阻。
不同的MOS工藝采用不同的內(nèi)部參數(shù)。表1匯總了常見的CMOS工藝、其特性,以及和導(dǎo)通電阻相關(guān)的內(nèi)部參數(shù)估算值。
表1. 典型半導(dǎo)體工藝參數(shù)
來看一下圖1中我們想要再現(xiàn)的ADG333A RON曲線。
圖1. RON與VD(VS)呈函數(shù)關(guān)系(雙電源)。
在這個(gè)和其他模擬開關(guān)中,我們發(fā)現(xiàn)一個(gè)普遍趨勢(shì):更高的電源電壓會(huì)降低導(dǎo)通電阻。對(duì)開關(guān)MOS柵級(jí)施加更高電壓時(shí),導(dǎo)通電阻會(huì)降低。我們也發(fā)現(xiàn)導(dǎo)通電阻會(huì)隨輸入模擬信號(hào)電平發(fā)生明顯變化。在N區(qū)中,開關(guān)中的NMOS晶體管完全開啟,且當(dāng)模擬電壓高于負(fù)電源軌時(shí),PMOS晶體管開啟,有助于降低總體導(dǎo)通電阻。區(qū)域N的轉(zhuǎn)折點(diǎn)大致在高于負(fù)電源的 PMOS VTO處。
同樣,在區(qū)域P中,開關(guān)的PMOS器件完全開啟時(shí),大致在低于正電源的 NMOS VTO,NMOS器件開始協(xié)助PMOS晶體管。
區(qū)域M在區(qū)域N和P中間,NMOS和PMOS并行作用,但彼此之間的導(dǎo)通電阻存在差異,具體由電源軌內(nèi)的模擬信號(hào)電平?jīng)Q定。
要啟動(dòng)曲線擬合流程,我們先要估算每個(gè)晶體管的尺寸。低壓曲線能夠?yàn)榫w管RDS,ON提供最佳曲線擬合。在區(qū)域N中,在模擬信號(hào)位于負(fù)電源電壓范圍內(nèi)時(shí),PMOS器件關(guān)閉,部件的 RON相當(dāng)于NMOS晶體管的RON 。其中
我們使用40V NMOS典型工藝值,按照?qǐng)D1中的曲線設(shè)置 RDS,ON=38Ω,使用給定的工藝數(shù)值,發(fā)現(xiàn)WNMOS=2μA/(38Ω×(11×10–6μA/V2)×(10V–0.7V))=514μm。PMOS開關(guān)在上方曲線上的導(dǎo)通電阻為47Ω,寬度為936μm。
我使用圖2中的LTspice測(cè)試電路。注意,參數(shù)RDN和RDP、寄生漏極電阻都是中等值。我最開始使用的值為1μ,這導(dǎo)致仿真器收斂變慢。RDN值為1時(shí),仿真速度正常。添加RCONVERGENCE會(huì)為開關(guān)節(jié)點(diǎn)提供可收斂的電導(dǎo),從而改善仿真器噪聲和速度。我測(cè)試了一個(gè)浮動(dòng)電流源,用于測(cè)量導(dǎo)通電阻。
圖2. 導(dǎo)通電阻測(cè)試電路。
圖3顯示了多種電源供電條件下的仿真結(jié)果。
圖3. 采用初始模型值的導(dǎo)通電阻仿真結(jié)果。
這個(gè)開端相當(dāng)不錯(cuò)。低壓端在VS=30V時(shí),仿真的扭結(jié)點(diǎn)為3.6V,在數(shù)據(jù)手冊(cè)中為2.7V。從中可以看出,我們應(yīng)該降低PMOS VTO,但0.9V實(shí)際上已經(jīng)是最小值。最好是可以調(diào)節(jié)PMOS的gamma,但這只是猜測(cè)。
接近最大電源時(shí)的扭結(jié)點(diǎn)為低于30V電源軌2.5V,在數(shù)據(jù)手冊(cè)中應(yīng)為~1V。各種gamma值會(huì)放大來自電軌的扭結(jié)電壓;我們會(huì)將NMOSVTO設(shè)置為1V,將其gamma設(shè)置為0。gamma為0有些出乎意料,但我們只是嘗試進(jìn)行曲線擬合。圖4所示為PMOS的gamma在幾種電源值條件下步進(jìn)變化時(shí),得到的仿真結(jié)果。我們主要研究一下30V曲線,與較低電源相比,它最大化了gamma的影響。
圖4. gamma-p不同時(shí)的導(dǎo)通電阻仿真結(jié)果。
根據(jù)階梯曲線,我們選擇PMOSgamma=0.4。
關(guān)于RON,可以看出,10V曲線可以表示電源極端(限值)時(shí)對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線,但對(duì)于20V和30V曲線,仿真產(chǎn)生的RON過低。在負(fù)電源極端,RONs= RDS,ON(NMOS)+RD(NMOS),在正電源極端,RONs=RDSON(PMOS)+RD(PMOS)。對(duì)于高壓電源,RD參數(shù)比W/L更重要,對(duì)于低壓電源,W/L起決定作用。我們?cè)诖藭?huì)使用兩個(gè)變量;這非常費(fèi)時(shí)費(fèi)力。我們將假設(shè)RON隨電源變化,這是因?yàn)闀?huì)對(duì)NMOS實(shí)施不同程度的增強(qiáng),但是,RD值不會(huì)隨電源電壓變化(好吧,在漏極漂移中,它可能會(huì)變化,但是我們還是讓問題保持簡(jiǎn)單一些)。如果我們注意到數(shù)據(jù)手冊(cè)中RON在10V和30V電源之間的差異(11.4Ω),我們可以與上方僅采用WN(開關(guān)中NMOS的寬度)的曲線比較。在仿真中對(duì)WN實(shí)施一定的迭代之后,很明顯可以看出我們需要WN=1170μm才能獲得所需的ΔRON,明顯高于最初的猜測(cè)值。圖5顯示了我們當(dāng)前的結(jié)果。
圖5. WN 確定時(shí)的導(dǎo)通電阻仿真結(jié)果。
雖然NMOS的RON具備正確的電源靈敏度,在0V時(shí),曲線的值仍然過低,我們必須增加固定RDN。在增加和迭代RDN之后,我們獲得了最佳值,即RDN=22Ω,對(duì)應(yīng)曲線如圖6所示。
圖6.RDN 確定時(shí)的導(dǎo)通電阻仿真結(jié)果。
然后,我們確定WP(開關(guān)中PMOS的寬度),以仿真最大電壓下的RON,得到WP=1700μm,,也遠(yuǎn)高于最初的猜測(cè)值。將RDP也設(shè)置為22Ω,我們獲得了圖7所示的最終RON曲線。
WP和RDP確定時(shí)的導(dǎo)通電阻仿真結(jié)果。
一致性非常不錯(cuò);只有幾個(gè)特性和數(shù)據(jù)手冊(cè)不同。一是轉(zhuǎn)折點(diǎn)在數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線中非常平緩,在仿真中則相當(dāng)尖銳。這可能是因?yàn)槭褂玫暮?jiǎn)單MOS模型不支持亞閾值導(dǎo)電性,且仿真器件在與電源軌相差VTO時(shí)會(huì)真正關(guān)閉。實(shí)際器件在VTO時(shí)不會(huì)關(guān)閉,而是平緩地降低該電壓下的電流。
另一個(gè)錯(cuò)誤在30V曲線中非常明顯。與數(shù)據(jù)手冊(cè)相比,RON在中等電壓下要低15%。這可能是因?yàn)槁O漂移區(qū)域的JFET效應(yīng),這個(gè)效應(yīng)也沒有在模型中仿真出來。
至于溫度,相對(duì)比較符合,但符合程度不是很高,具體參見圖8。
圖8. 各種溫度下的導(dǎo)通電阻仿真和數(shù)據(jù)手冊(cè)結(jié)果。
仿真結(jié)果與溫度相關(guān),但溫度相關(guān)性不如數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線高。在仿真模型中,RD沒有溫度系數(shù)。RDS可以通過外部電阻和正確的溫度系數(shù)模擬,但為了保持簡(jiǎn)單性,我們不予考慮。
獲取電荷注入的LTspice模型參數(shù)
當(dāng)MOS晶體管關(guān)閉時(shí),通道中的電荷必須去往某處,所以會(huì)從漏極和源極端逸出。模擬開關(guān)關(guān)閉時(shí),電荷也會(huì)外泄,這被稱為電荷注入。常用的測(cè)量方法是:在開啟的開關(guān)的一端設(shè)置固定電壓,在另一端設(shè)置大電容。關(guān)閉時(shí),電容會(huì)捕捉電荷,并發(fā)生小電壓階躍?,F(xiàn)在,我們?cè)贛OS模型中添加?xùn)偶?jí)氧化層厚度TOX=1×10–7(柵級(jí)電容是最大的電荷注入源)。仿真設(shè)置如圖9所示。
圖9. 電荷注入仿真設(shè)置。
數(shù)據(jù)手冊(cè)電荷注入測(cè)試電路在開關(guān)的D端設(shè)置電壓源,在開關(guān)的S端設(shè)置電容Cl。開關(guān)晶體管關(guān)閉時(shí),Cl被隔離,通過開關(guān)集成注入其中的電荷。在這種情況下,VD波形在電源為30V時(shí)保持在24V,如圖10所示。
圖10. 電荷注入仿真波形。
注入的電荷是V(S)和V(D)之間的電壓跳變乘以10nF保持電容。我們可以在電源電壓范圍內(nèi)實(shí)施開關(guān)電壓VD階躍,并且使用.meas語句來捕捉各個(gè)電壓下的電荷注入值。圖11顯示了數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線結(jié)果和仿真結(jié)果。
圖11. 電荷注入數(shù)據(jù)手冊(cè)和仿真波形。
我們簡(jiǎn)單的MOS模型不能很好地模擬數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線波形,但在數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線中,峰值電荷注入值為32pC,在仿真中為31pC。讓人意外的是,這兩個(gè)值非常接近,如果有必要,我們可以調(diào)節(jié)TOX來完善仿真結(jié)果。
兩個(gè)曲線之間存在偏移,我們可以使用CCHARGE_INJECTION來進(jìn)行補(bǔ)償。使用某些值調(diào)整后,我們選擇最優(yōu)值CCHARGE_INJECTION=0.28pF。如果需要反向極性偏移, CCHARGE_INJECTION會(huì)重新連接至PMOS_on_when_low節(jié)點(diǎn)。
調(diào)節(jié)電容CCHARGE_INJECTION是一種使電荷注入與模擬電壓的關(guān)系仿真曲線偏移的簡(jiǎn)便方法。如果仿真的峰值注入值太小,怎么辦?嗯,大部分電荷注入會(huì)產(chǎn)生開關(guān)的柵級(jí)電壓擺動(dòng),通過開關(guān)晶體管的柵級(jí)通道電容發(fā)送電荷。如果仿真的注入太少,我們可以直接增加一個(gè)或兩個(gè)柵級(jí)面積。為此,我們需要按同樣的系數(shù)提高開關(guān)器件的參數(shù)值L和W,且要保證不改變?cè)O(shè)置導(dǎo)通電阻的W/L比。相比使用CCHARGE_INJECTION,我們會(huì)選擇增加NMOS W和L。
或者,我們可以調(diào)節(jié)每個(gè)器件的TOX,以獲得更好的電荷注入關(guān)聯(lián)結(jié)果。這實(shí)際上不可行,但是,我們這只是仿真。在我們使用的簡(jiǎn)單模型中,TOX不會(huì)影響到其他仿真參數(shù)。
獲取電容的LTspice模型參數(shù)
在已經(jīng)設(shè)置參數(shù),以獲得出色的RON和電荷注入仿真結(jié)果的情況下,我們現(xiàn)在可以仿真S和D端電容。
重要的一點(diǎn)是,高壓MOS開關(guān)的漏極和源極區(qū)都必須具有偏移區(qū)。對(duì)于開關(guān),您無法區(qū)分源極和漏極之間的功能差異,但是漏極和源極的體電勢(shì)都需要用到各自的偏移區(qū)。對(duì)于中等電壓軟擴(kuò)散,這也是正確的,但在低壓MOS中,這不合理。我們已將漏極和源極中存在的偏移區(qū)電阻匯總到RD,在飽和情況下,這對(duì)開關(guān)有效,對(duì)晶體管則無效。
圖12顯示了仿真設(shè)置。
在LTspice中,您可以按一種頻率運(yùn)行.ac(使用.ac中列出的選項(xiàng)),但也只能提供一種頻率參數(shù)(此情況下為1MHz)。然后,在整個(gè)電源范圍內(nèi)運(yùn)行.step VSOURCEdc電壓,以獲取電容與電壓范圍的關(guān)系曲線。
關(guān)閉的開關(guān)器件的D端保持中等電壓。S端(此處對(duì)源極重命名以防與VS混淆)由直流值范圍在0V至VS內(nèi)、交流驅(qū)動(dòng)電壓為1V的電壓源驅(qū)動(dòng)。電容計(jì)算公式為I(VSOURCE)/(2×π×1MHz×1V)。邏輯驅(qū)動(dòng)V1變更為0V,以關(guān)閉晶體管。
在模型說明中,漏極電容和源極電容分別為CBD和CBS。模型中包含內(nèi)置默認(rèn)集中度、內(nèi)置電壓和指數(shù),使CBD和CBS電壓可變。因?yàn)樗鼈兪菍?duì)稱的,所以漏極和源極電容可能相等。此外,由于PMOS的寬度與NMOS不同,CBD,NMOS/CBD,PMOS=CBS,NMOS/CBS,PMOS≡WN/WP的比率會(huì)在導(dǎo)通電阻模型中確定。圖13顯示了仿真結(jié)果。
圖13. VS = 12 V(左側(cè))和30 V(右側(cè))下的關(guān)閉電容和直流電壓關(guān)系曲線。
顯示的結(jié)果是I(VSOURCE)/(2×π×1MHz), 這表示電容。LTspice不知道這個(gè)值的含義,因而顯示pA而不是pF。
遺憾的是,我們沒有數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線來進(jìn)行比較。從數(shù)據(jù)手冊(cè)的規(guī)格表中可以看出,電容(可能是在中等電壓下,數(shù)據(jù)手冊(cè)中沒有指明)在30V電源電壓下一般為7pF,在12V電源電壓下為12pF。我通過調(diào)節(jié)CB, 獲取30V電壓下的7pF曲線,但在12V電壓下只能仿真10pF曲線。調(diào)節(jié)內(nèi)部電勢(shì)和電容公式指數(shù)后,使用的模型便無法再改善12V/30V符合性。
圖14顯示了開啟狀態(tài)的電容仿真設(shè)置。
圖14. 開啟狀態(tài)的電容測(cè)試仿真設(shè)置。
從中可以看出,完整的單刀雙擲開關(guān)的右側(cè)開關(guān)已經(jīng)開啟,左側(cè)開關(guān)關(guān)閉,并連接至Vs/2源。左側(cè)開關(guān)的右半部電容和右側(cè)開關(guān)的總電容,以及D和S端存在的寄生電容并聯(lián),由V_s源的1MHz測(cè)試信號(hào)驅(qū)動(dòng),后者的直流電平從接地階躍至Vs。圖15顯示了其仿真結(jié)果。
圖15.VS=12 V(左側(cè))和30V(右側(cè))下的開啟電容和直流電壓關(guān)系曲線。
仿真得出的值是29.5pF和21.4pF,數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的值是26pF和25pF。考慮到電路板布局電容的變化,我們認(rèn)為這些值已經(jīng)非常接近。
漏電流
數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線顯示25°C時(shí)與電壓相關(guān)的pA級(jí)漏電流,但數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)格只能保證幾百pA。我受25°C下曲線結(jié)果的影響更大。對(duì)于此器件,沒有正確把握小漏電流的重要性,所以無法保證測(cè)試結(jié)果??陀^地說,測(cè)量一個(gè)pA級(jí)漏電流需要大量的設(shè)計(jì)開發(fā)工作和較長(zhǎng)測(cè)試時(shí)間。
在85°C下,可保證測(cè)出幾nA(可以有效測(cè)量),典型值則在幾百pA范圍內(nèi)。我認(rèn)為這些典型值相當(dāng)準(zhǔn)確。
漏電流屬于產(chǎn)品缺陷;不存在嚴(yán)格的統(tǒng)計(jì)數(shù)據(jù),且隨溫度變化很大。這不是我們?cè)O(shè)計(jì)要達(dá)到的規(guī)格,相反,這個(gè)數(shù)值會(huì)干擾與之連接的電路。在宏模型中使用時(shí),適當(dāng)幅度的泄漏會(huì)仿真為電路缺陷,對(duì)于設(shè)計(jì)人員來說,是不錯(cuò)的警示。在85°C下,我為開啟狀態(tài)開關(guān)選擇1nA目標(biāo)測(cè)試值。
我們的模型顯示沒有超過RCONVERGENCE和GMIN電流的漏電流。GMIN是仿真器置于結(jié)之間,用于協(xié)助收斂的電阻。其電導(dǎo)系數(shù)通常為1×10–12但在電源電壓為30V時(shí),得出的值可能是30pA電流的幾倍,遠(yuǎn)高于測(cè)試需求。在仿真的一系列選項(xiàng)中GMIN會(huì)降低至1×10–15,RCONVERGENCE上升至1×1015。
這些泄漏大部分可能實(shí)際來源于連接至每個(gè)引腳的靜電放電(ESD)保護(hù)二極管。我們會(huì)將這一點(diǎn)納入圖16的仿真設(shè)置中。
圖16. 泄漏測(cè)試仿真設(shè)置。
調(diào)節(jié)了二極管模型中的ls后,我們獲得了泄漏電流與溫度關(guān)系曲線,如圖17所示。
圖17. 溫度范圍內(nèi)泄漏測(cè)試仿真結(jié)果。
邏輯接口和柵級(jí)驅(qū)動(dòng)器
單純的行為邏輯-柵級(jí)驅(qū)動(dòng)電路如圖18所示。
圖18. 行為邏輯-柵級(jí)接口。
外部邏輯輸入位于圖18左側(cè)的輸入端。它是理想跨導(dǎo)Glogic_thresholda的輸入,具有分段線性傳輸函數(shù)。對(duì)于低于1.37V的邏輯輸入,邏輯節(jié)點(diǎn)下的輸出為0V;對(duì)于高于1.43V的輸入,邏輯輸出為1V;在1.37V和1.43V之間時(shí),邏輯輸出呈線性從0V過渡到1V。Glogic_thresholda因此會(huì)忽略電源差異,提供1.4V輸入閾值。
Cdelaya會(huì)在瞬間減慢邏輯節(jié)點(diǎn)的速度,所以我們能從中截取一些時(shí)間點(diǎn)。為了制作比較器,我們?cè)俅问褂每鐚?dǎo),此時(shí),Gbreakbeforemakena的輸出再次從0V過渡到1V,但是閾值的擺幅略高于0.5V。從圖19中可以看出,
圖19. 先開后合式時(shí)序。
傾斜的動(dòng)作電壓為0.52V和0.57V,而不是0.5V,這使得從1V下降的指數(shù)信號(hào)的關(guān)斷速度比從0V上升的指數(shù)信號(hào)的關(guān)斷速度更快。
全柵級(jí)驅(qū)動(dòng)電壓由B_non和B_pon行為電流源產(chǎn)生。當(dāng)節(jié)點(diǎn)n_breakbeforemakena>0.5V時(shí),B_nona產(chǎn)生VDD/1000電流,節(jié)點(diǎn)nona的電壓在加載1000Ω電阻時(shí)達(dá)到VDD。當(dāng)節(jié)點(diǎn)n_breakbeforemakena<0.5V時(shí),節(jié)點(diǎn)nona被驅(qū)動(dòng)至Vss。所以,我們有不錯(cuò)的電軌-電軌柵級(jí)驅(qū)動(dòng)器,符合電源電壓要求,并且具有1.4V固定輸入閾值。
我們還需要說明另一個(gè)特性。請(qǐng)注意,在圖20中,更高的電源電壓會(huì)縮短延遲時(shí)間。這通過B_supplysensitivitya來實(shí)現(xiàn),它向Cdelaya返回自身隨VDD變化的少量動(dòng)態(tài)電流。Rsupply_sensitivitya因?yàn)镃delaya電流會(huì)出現(xiàn)少量壓降,使得Cdelaya很大程度上作為純電容使用。將Cdelaya電流的副本返回給Cdelaya實(shí)際上會(huì)創(chuàng)建一個(gè)可控的可變電容器,Bsupply_sensitivitya內(nèi)部的數(shù)學(xué)運(yùn)算實(shí)際上會(huì)產(chǎn)生圖20所示的延遲與VDD關(guān)系曲線。
圖20. 仿真和數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線的先開后合式時(shí)序結(jié)果。
我們的電路在VDD=4V時(shí),仿真得出的TON延遲為111ns,數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線顯示的延遲為140nsVDD=15Vs時(shí),仿真延遲為77ns,數(shù)據(jù)手冊(cè)中的延遲為60ns。并無太大關(guān)聯(lián);我會(huì)留給讀者來完善Bsupply_sensitivity函數(shù),以實(shí)現(xiàn)更好的結(jié)果。至少,先開后合式時(shí)序的差異在15ns和24ns之間會(huì)更好。
雖然,數(shù)據(jù)手冊(cè)沒有給出太多關(guān)于延遲和溫度關(guān)系數(shù)據(jù),但是我在Cdelaya中增加了溫度項(xiàng),至少在高溫條件下,模型仿真速度會(huì)減慢,如圖21所示。
圖21. 時(shí)序延遲與溫度的關(guān)系。
組合宏模型
圖22顯示了會(huì)成為分支電路的組合模擬開關(guān)。在晶體管符號(hào)位置為L(zhǎng)和W硬度值,而不是參數(shù),并移除了所有激勵(lì)和I/O,以便連接引腳SA、D、SB、In、 VDD, Vss和Gnd_pin。
圖22. 組合SPDT分支電路spdt 40V.asc。
還提供了第二個(gè)邏輯接口,用于單刀雙擲對(duì)的另一個(gè)開關(guān)。ESD保護(hù)二極管置于模擬端口和Vss之間,以及邏輯輸入端和地之間。注意,上部邏輯接口器件和節(jié)點(diǎn)名稱中的“-a”后綴在下部接口中用“-b”后綴代替。Glogic_thresholdb接口的輸出與Glogic_thresholda表中的輸出反向,使得一個(gè)或另一個(gè)開關(guān)對(duì)能夠運(yùn)行,而不是同時(shí)開啟。
備用ESD保護(hù)方案包含受保護(hù)的引腳到VDD和Vss的二極管,以及VDD和Vss之間的箝位。數(shù)據(jù)手冊(cè)通常提供保護(hù)方案說明,漏電流則被分配到兩個(gè)電源。
在圖23所示的ADG333A.asc主示意圖中,給出了單刀雙擲分支電路的符號(hào)并用了四次。
圖23. ADG333A宏模型電路示意圖。
圖24顯示測(cè)試結(jié)構(gòu)的示意圖,用于驗(yàn)證最終的宏模型結(jié)果。
總結(jié)
我們已經(jīng)了解了如何為特定的模擬開關(guān)構(gòu)建不錯(cuò)的宏模型,以及如何獲取參數(shù),為實(shí)現(xiàn)物理器件的多個(gè)不同的半導(dǎo)體工藝提供支持。得出的宏模型具有一些缺陷,例如導(dǎo)通電阻及其差異、與電源和信號(hào)電平呈函數(shù)關(guān)系的電荷注入、寄生電容和其在電壓范圍內(nèi)的變化差異、邏輯接口延遲和泄漏等。我們希望,宏模型對(duì)于模擬開關(guān)的實(shí)際性能仿真會(huì)有所幫助。
各位筒子們,學(xué)會(huì)如何自己動(dòng)手生成宏模型了嗎?分享下你的心得和經(jīng)驗(yàn)吧
原文標(biāo)題:想要提高仿真水平?學(xué)會(huì)生成LTspice模型很重要哦~
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