軟件無(wú)線電常見的實(shí)施方法

與零中頻結(jié)構(gòu)類似的是低中頻接收機(jī)[14]，在這個(gè)接收機(jī)中，射頻信號(hào)被向下變頻到非零的較低的或中等的中頻信號(hào)，而不是直接變頻到直流。在這種情況下，一個(gè)射頻帶通濾波器被用于入射信號(hào)，隨后將信號(hào)進(jìn)行放大。這個(gè)信號(hào)通過(guò)一個(gè)性能比較強(qiáng)健的模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換到數(shù)字域，從而可以使用DSP 來(lái)進(jìn)行數(shù)字濾波以選通信道并消除正交解調(diào)器中同相正交（I/Q）失衡的問(wèn)題。這個(gè)結(jié)構(gòu)仍然允許有較高的集成度，沒(méi)有零中頻結(jié)構(gòu)所存在問(wèn)題的困擾，這是因?yàn)樗枰男盘?hào)不在直流附近。然而，在這個(gè)結(jié)構(gòu)中，鏡像頻率問(wèn)題又再次被引入，并且由于需要較高的轉(zhuǎn)換速率，從而提高了模數(shù)轉(zhuǎn)換器的功耗。

最后，以前所介紹方法的替代方案是帶通采樣接收機(jī)[15]，[16]，見圖2(c)。在這個(gè)結(jié)構(gòu)中，接收到的信號(hào)由射頻帶通濾波器進(jìn)行濾波，這個(gè)濾波器可以是調(diào)諧濾波器或一個(gè)濾波器組。這個(gè)信號(hào)經(jīng)過(guò)寬帶低噪聲放大器進(jìn)行放大。由一個(gè)高采樣率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣，并將其轉(zhuǎn)換到數(shù)字域，然后進(jìn)行數(shù)字處理。這種結(jié)構(gòu)是基于這樣一個(gè)事實(shí)基礎(chǔ)之上的，即無(wú)需進(jìn)行任何向下變頻便可以將模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的采樣電路和保持電路從直流 到輸入的模擬信號(hào)帶寬之間的能量折疊進(jìn)入第一個(gè)奈奎斯特區(qū)[0，fs/2]。這個(gè)結(jié)構(gòu)利用了采樣和保持電路的一些優(yōu)點(diǎn)。正如在文獻(xiàn)[16]中所描述的，有可能根據(jù)下列關(guān)系式來(lái)準(zhǔn)確地得到由此而生成的中頻頻率fIF

如果為

(1)

其中，fc是載波頻率，fs是采樣頻率，fix(a)是截取參數(shù)a 和參數(shù)b 的小數(shù)部分后所得到的值，rem(a，b)是a 除以b 的余數(shù)。

在這種情況下，射頻帶通信號(hào)濾波器起著一個(gè)重要的作用，因?yàn)樗仨殞⑺谕l段的奈奎斯特區(qū)以外所有的信號(hào)能量（基本上是噪聲）降低，否則，它們會(huì)與信號(hào)相混疊。如果不進(jìn)行濾波，在所要求的奈奎斯特區(qū)外的信號(hào)能量（噪聲）將與所期望的信號(hào)一起被折回進(jìn)入第一個(gè)奈奎斯特區(qū)，從而產(chǎn)生信噪比的劣化。這可由下式給出

??(2)

其中，S 代表著所期望信號(hào)的功率，Ni和N0分別是在頻段內(nèi)和頻段外的噪聲，n 是混疊奈奎斯特區(qū)的數(shù)量。

這種方法的好處是所需的采樣頻率和隨后的處理速度是與信號(hào)帶寬而不是與載波頻率成正比的。這便減少了元件的數(shù)量。

然而，還存在一些關(guān)鍵性的要求。例如，采樣和保持電路（通常在模數(shù)轉(zhuǎn)換器內(nèi)）的模擬輸入信號(hào)的帶寬必須要將射頻載波頻率包含在內(nèi)，考慮到現(xiàn)代模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣率，這便會(huì)成為一個(gè)很嚴(yán)重的問(wèn)題。時(shí)鐘抖動(dòng)也同樣是一個(gè)問(wèn)題。還有，要求進(jìn)行射頻帶通濾波以避免信號(hào)的交疊。

其它建議用于SDR接收機(jī)的結(jié)構(gòu)包括采用基于離散時(shí)間模擬信號(hào)處理的射頻信號(hào)直接采樣技術(shù)來(lái)接收信號(hào)，如在文獻(xiàn)[17]和[18]中所開發(fā)出來(lái)的結(jié)構(gòu)。這些方法依然處于極不成熟的階段，但由于它們?cè)趯?shí)施可重構(gòu)接收機(jī)時(shí)具有的潛在的效率，人們還是應(yīng)當(dāng)對(duì)此進(jìn)行深入研究的。

軟件無(wú)線電發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)

前置端

在這一節(jié)中，我們討論了若干個(gè)可能用于SDR 系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)。正如我們已經(jīng)了解到的，一個(gè)發(fā)射機(jī)并不僅僅是功率放大器，而且還有其它各種不同的電路元件，統(tǒng)稱為前置端。功率放大器的設(shè)計(jì)是發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)中最具有挑戰(zhàn)性的，它對(duì)無(wú)線系統(tǒng)的覆蓋面積，產(chǎn)品成本和功耗有很大的影響。這里，我們從對(duì)完整的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)的分析開始，在接下來(lái)的章節(jié)中，要討論功率放大器，因?yàn)樗桥cSDR 相關(guān)的。這個(gè)綜述主要是在文獻(xiàn)[19]的基礎(chǔ)上撰寫的。

第一個(gè)結(jié)構(gòu) [ 圖3（a）] 是一個(gè)通用超外差發(fā)射機(jī)，它是圖2（b）所示的超外差接收機(jī)的對(duì)偶系統(tǒng)。信號(hào)是在數(shù)字域內(nèi)產(chǎn)生的，隨后由簡(jiǎn)單的采樣數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）轉(zhuǎn)化到模擬域。信號(hào)在中頻下進(jìn)行調(diào)制，此時(shí)進(jìn)行放大和濾波以消除在調(diào)制過(guò)程中所生成的諧波。最后，采用本振源（LO2）將信號(hào)向上變頻為射頻信號(hào)，通過(guò)濾波來(lái)剔除不期望出現(xiàn)的鏡像邊帶，由射頻放大器進(jìn)行放大并饋入發(fā)射天線。I/Q 調(diào)制是在中頻下進(jìn)行的，這意味著硬件元件的設(shè)計(jì)比起采用射頻調(diào)制要容易一些。最后，整體增益是在中頻下控制的，此時(shí)，比較容易制作高質(zhì)量可變?cè)鲆娣糯笃?。然而，和接收機(jī)一樣，這樣一個(gè)結(jié)構(gòu)有許多問(wèn)題。因此，這個(gè)結(jié)構(gòu)主要是用于微波點(diǎn)對(duì)點(diǎn)無(wú)線鏈接，如用于回傳通信[6]，[7]， 當(dāng)然還有上面所提到的無(wú)線電發(fā)射機(jī)領(lǐng)域。電路的數(shù)量和低的集成度，以及功率放大器所要求的線性度，加上難以實(shí)施的多模式操作通常會(huì)阻礙超外差發(fā)射機(jī)在SDR 中的應(yīng)用。

圖3（b）展示了一個(gè)直接轉(zhuǎn)換發(fā)射機(jī)的方框圖[20]，[21]，這是一個(gè)簡(jiǎn)化版超外差前置端。和最后那個(gè)例子一樣，它使用了兩個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器來(lái)將基帶數(shù)字化的I，Q信號(hào)轉(zhuǎn)化到模擬域。隨后的低通濾波器消除了奈奎斯特鏡像信號(hào)，從而改善了本底噪聲（背景噪聲）。這些信號(hào)是通過(guò)使用一個(gè)高性能I/Q 調(diào)制器在射頻處直接進(jìn)行調(diào)制的。隨后，信號(hào)由頻率中心在所期望的輸出頻率處的帶通濾波器進(jìn)行濾波，并由功率放大器來(lái)加以放大。

圖3、（a）一個(gè)超外差發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)，其中I/Q 數(shù)字信號(hào)被轉(zhuǎn)換到模擬域，經(jīng)過(guò)低通濾波，在中頻上進(jìn)行調(diào)制。然后，信號(hào)被放大，濾波，及向上變頻到射頻頻率，然后在發(fā)射之前再進(jìn)行濾波和放大。（b）一個(gè)直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)，其中I/Q 數(shù)字信號(hào)經(jīng)由數(shù)模轉(zhuǎn)換器傳遞到模擬域，經(jīng)過(guò)濾波，然后直接在所要求的射頻頻率上進(jìn)行調(diào)制。在這之后，射頻信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波，并且由功率放大器放大。BPF 帶通濾波器，DAC：數(shù)模轉(zhuǎn)換器，DPA：驅(qū)動(dòng)功率放大器，I：同相分量，LO：本振源，LPF：低通濾波器，PA：功率放大器，Q：正交分量；

在一個(gè)頻率捷變系統(tǒng)中，信號(hào)鏈路的設(shè)計(jì)必須使得載波頻率可以在一個(gè)定義好的頻段內(nèi)合成，這便會(huì)要求使用一個(gè)寬帶后調(diào)制器或可調(diào)后諧調(diào)制器的濾波操作來(lái)消除抑制帶外噪聲。因此，鑒于被稱為“注入牽引”（injection pulling）現(xiàn)象的產(chǎn)生[22]，在功率放大器輸出端口的強(qiáng)信號(hào)可能會(huì)耦合到LO2上。因此，LO2的頻率會(huì)被牽引而偏離所要求的頻率值。

即使這種結(jié)構(gòu)減少了所要求電路的數(shù)量，并允許進(jìn)行高度的集成，它還是存在一些缺點(diǎn)的，如可能的載波泄漏和相位與增益的失配。在射頻頻段也許需要進(jìn)行增益控制，這種結(jié)構(gòu)同樣要求功率放大器具有好的線性度。通過(guò)精心的設(shè)計(jì)，這些發(fā)射機(jī)可以用于SDR，并且隨著集成技術(shù)的發(fā)展，我們已經(jīng)見證了超外差到直接轉(zhuǎn)換發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)的快速過(guò)渡。

功率放大器部分

在前面幾個(gè)結(jié)構(gòu)中，所使用的射頻功率放大器（功率放大器模塊）是A 類，AB 類或B 類，當(dāng)工作在壓縮區(qū)時(shí)，它們展示出最高的效率，而工作在開關(guān)模式時(shí)，則采用D 類，E 類或F 類[23]。后一種高效率功率放大器工作在非線性很強(qiáng)的模式下。因此，它們只能放大恒定包絡(luò)調(diào)制信號(hào)，如用于全球移動(dòng)通信系統(tǒng)（GSM）的接入格式中。寬帶碼分多址接入（W-CDMA）和正交頻分復(fù)用（OFDM）這些新型接入模式中使用的正交幅值調(diào)制類型（QAM）具有很高的峰均功率比（PAPR）。防止放大器進(jìn)入壓縮狀態(tài)的標(biāo)準(zhǔn)做法是在回退模式下（Back- off）進(jìn)行操作，即減小輸入功率直到功率放大器不再被驅(qū)動(dòng)進(jìn)入壓縮狀態(tài)。遺憾的是，這極大地降低了效率，特別是對(duì)于高PAPR 信號(hào)來(lái)說(shuō)。人們已經(jīng)建議使用若干線性化技術(shù)，如反饋，前饋，或數(shù)字預(yù)失真[23]，[24]，并對(duì)它們進(jìn)行了評(píng)估，但這些技術(shù)還沒(méi)有廣泛地應(yīng)用于全集成化功率放大器中。

人們對(duì)如何有效地發(fā)射一個(gè)高PAPR 信號(hào)這個(gè)問(wèn)題已經(jīng)進(jìn)行了若干年的深入研究。為了提高效率，人們正在對(duì)幾年前所建議的一種Kahn 技術(shù)[25]進(jìn)行研究以便將其用于新的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)中。

由Kahn 所建議的包絡(luò)分離和恢復(fù)（EER）技術(shù)是對(duì)極度非線性化，效率極高的發(fā)射機(jī)進(jìn)行線性化的一種方法。在這些系統(tǒng)中，通過(guò)對(duì)射頻輸出功率放大器的電源電壓進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)來(lái)將信號(hào)的幅值恢復(fù)到相位調(diào)制信號(hào)表征狀態(tài)。圖4 展示了一個(gè)傳統(tǒng)的EER 結(jié)構(gòu)。雖然這是一個(gè)很吸引人的概念，但實(shí)際實(shí)施起來(lái)卻是非常具有挑戰(zhàn)性的。這個(gè)挑戰(zhàn)主要在于要設(shè)計(jì)出一個(gè)完美的延遲線，一個(gè)準(zhǔn)確的限制器，一個(gè)允許高PAPR 值和大帶寬的經(jīng)過(guò)改進(jìn)的偏置電路，以及進(jìn)行相位調(diào)制信號(hào)放大的開關(guān)/飽和射頻功率放大器所能覆蓋的帶寬[30]。

圖4、Kahn 放大器部分的方框圖，其中射頻輸入信號(hào)被分離進(jìn)入兩個(gè)分支。一個(gè)分支是經(jīng)過(guò)了延遲的帶有相位信息的恒定包絡(luò)射頻載波（是由一個(gè)限制器和一條延遲線組成的）。另一個(gè)分支承載著要進(jìn)行放大的信號(hào)包絡(luò)的幅值信息（Bias Ckt 這個(gè)分支），并且隨后饋入射頻功率放大器的漏極電壓端。

由于這些原因，在現(xiàn)代化的設(shè)計(jì)中，隨著DSP 容量極大的提高，采用數(shù)字方法來(lái)實(shí)施包絡(luò)檢測(cè)器，限制器和延遲線（時(shí)延）是非常有利的。這種數(shù)字版本的EER發(fā)射機(jī)被用于極坐標(biāo)發(fā)射機(jī)中，我們將在后面對(duì)此進(jìn)行說(shuō)明。

一個(gè)很有遠(yuǎn)見的解決方案是采用脈寬調(diào)制來(lái)生成我們接下來(lái)將要介紹的所謂全數(shù)字式發(fā)射機(jī)。由于這種可賦予認(rèn)知能力的新型SDR 結(jié)構(gòu)的實(shí)施，而使得這種全數(shù)字化的方法變得非常重要。由于這種方法允許使用具有極高效率的發(fā)射機(jī)，如圖5 所示的S 類功率大器，因此它能夠使得直流功耗變得很低。

此外，隨著數(shù)字信號(hào)處理器速度的提高，為了開發(fā)全數(shù)字化發(fā)射機(jī)，我們預(yù)見DSP 可以在射頻頻率提供射頻信號(hào)算法（特別是對(duì)開關(guān)放大器來(lái)說(shuō)，其中它的輸入是數(shù)字脈寬調(diào)制信號(hào)，輸出是射頻調(diào)制信號(hào)）。

如圖5 所示，一個(gè)S 類放大器[26]可以是一個(gè)純粹的開關(guān)放大器，后面再跟上一個(gè)低通濾波器（來(lái)產(chǎn)生包絡(luò)信號(hào)）或一個(gè)帶通濾波器（來(lái)產(chǎn)生射頻信號(hào)）。這種理想化的放大器沒(méi)有直流功耗，這是因?yàn)檩敵鲭妷汉?a href="http://www.ttokpm.com/tags/電流/" target="_blank">電流交替為零，因此，在理想狀態(tài)下，效率可以達(dá)到100%。在現(xiàn)實(shí)情況下，S 類放大器在進(jìn)行信號(hào)過(guò)渡時(shí)，將會(huì)消耗一些功率。這是因?yàn)樵趯?shí)際器件中，互連元件和寄生電容會(huì)產(chǎn)生一些損耗，從而會(huì)產(chǎn)生有限的開關(guān)時(shí)間。輸入脈寬調(diào)制信號(hào)可以由數(shù)字信號(hào)處理器來(lái)產(chǎn)生，不再需要寬帶數(shù)模轉(zhuǎn)換器，從而有可能降低成本。

圖5、一個(gè)S 類功率放大器的簡(jiǎn)化電路，其中通過(guò)數(shù)字方式產(chǎn)生的脈寬調(diào)制信號(hào)被施加到它的輸入端。這個(gè)電路經(jīng)過(guò)低通或帶通濾波后將會(huì)產(chǎn)生一個(gè)基帶信號(hào)或一個(gè)射頻信號(hào)。

遺憾的是，如果觀察一下現(xiàn)實(shí)世界的情況，現(xiàn)在還不可能設(shè)計(jì)出一個(gè)工作在很高頻率下的S 類高效率放大器。盡管如此，人們正在這個(gè)領(lǐng)域中做出著一些成果[27]。人們正試圖用Sigma-Delta 調(diào)制器進(jìn)行類似的嘗試[28]，[29]。

由于這個(gè)原因，采用在新結(jié)構(gòu)中廣泛使用的開關(guān)放大器便是基于極坐標(biāo)發(fā)射機(jī)架構(gòu)中包絡(luò)消除和恢復(fù)這個(gè)理論基礎(chǔ)之上的[30]，[31]，在這個(gè)結(jié)構(gòu)中對(duì)包絡(luò)信息進(jìn)行了調(diào)制。因此，所需的帶寬要小得多，這是因?yàn)橹挥谢鶐盘?hào)才被放大。這便可以允許使用高效率的S 類放大器，見圖6。

圖6、極坐標(biāo)發(fā)射機(jī)的方框圖。信號(hào)是由DSP 產(chǎn)生的，并被分為包絡(luò)分量和恒定包絡(luò)相位調(diào)制分量。脈寬調(diào)制包絡(luò)信號(hào)由S 類調(diào)制器進(jìn)行放大，隨后經(jīng)過(guò)低通濾波來(lái)產(chǎn)生模擬信號(hào)包絡(luò)，并被提供作為射頻功率放大器的偏置。恒定包絡(luò)相位調(diào)制分量由混合器向上變頻到射頻頻率，并由射頻功率放大器進(jìn)行放大。

如果我們考慮一下圖6 的電路，S 類放大器僅僅是放大了輸入信號(hào)的包絡(luò)（通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理器DSP 在數(shù)字域中進(jìn)行檢測(cè)）。在這種情況下，S 類放大器僅被用來(lái)改變射頻高功率放大器的偏置電壓，Vdd(t)。在相位路徑上，恒定包絡(luò)相位調(diào)制信號(hào)是在DSP 中產(chǎn)生的，隨后向上變頻到射頻頻率，并饋入射頻功率放大器。這個(gè)射頻功率放大器總是飽和的，從而具有很高的效率。盡管如此，這種設(shè)計(jì)的主要關(guān)注點(diǎn)是基帶包絡(luò)路徑和射頻路徑的時(shí)間對(duì)準(zhǔn)（time alignment）問(wèn)題。這可以在數(shù)字域中通過(guò)使用DSP 的使用來(lái)進(jìn)行補(bǔ)償。

其它建議的結(jié)構(gòu)包括基于Doherty[32]，[33]和異相技術(shù)[34]的放大器。Doherty 結(jié)構(gòu)通過(guò)四分之一波長(zhǎng)線段或網(wǎng)絡(luò)，由兩個(gè)相同容量的功率放大器組合而成（一個(gè)偏置在B 類的載波功率放大器和一個(gè)偏置在C 類的峰值功率放大器）。在現(xiàn)代化的實(shí)施方案中，DSP 可以被用來(lái)通過(guò)控制施加到兩個(gè)功率放大器的驅(qū)動(dòng)和偏置來(lái)改善Doherty 放大器的性能。對(duì)于理想的B類放大器，在高PAPR值信號(hào)下的平均效率可以高達(dá)70%。

異相設(shè)計(jì)，或者被稱為采用非線性元件進(jìn)行的線性放大（LINC）的方法，通過(guò)將兩個(gè)由不同的相位隨時(shí)間而變化的信號(hào)所驅(qū)動(dòng)的功率放大器的輸出相合成而產(chǎn)生一個(gè)幅值調(diào)制信號(hào)。通過(guò)采用理想的B 類放大器，對(duì)于與前一種情況下的PAPR 值相同的信號(hào)，平均效率為50%。在文獻(xiàn)[19]中可以找到這些設(shè)計(jì)中更多的細(xì)節(jié)。

對(duì)于SDR 來(lái)說(shuō)，Doherty 法和異相法在未來(lái)的探索研究中都是令人很感興趣的技術(shù)。這要?dú)w因于這樣一個(gè)事實(shí)，即，特定的功率放大器部分效率的改善將使得整個(gè)發(fā)射機(jī)具有更高的效率。同樣，這個(gè)發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)還承諾可以在基于多標(biāo)準(zhǔn)和多頻段的信號(hào)下正確地工作。

軟件無(wú)線電實(shí)施方案的測(cè)試

在介紹了用于SDR 前置端的接收機(jī)和發(fā)射機(jī)的候選結(jié)構(gòu)以后，我們下一步要致力于另一個(gè)重要的主題：SDR 系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)和測(cè)試。這個(gè)討論的關(guān)鍵是混合域測(cè)試技術(shù)的概念，因?yàn)镾DR 系統(tǒng)總是有一個(gè)處于模擬域的輸入，而另一個(gè)則是數(shù)字邏輯域。在SDR 概念中，主要思想是將模數(shù)/數(shù)模轉(zhuǎn)換器盡可能地推向靠近天線的地方，如圖1所示。因此，會(huì)有較少的信號(hào)存在于模擬域，數(shù)字信號(hào)測(cè)試的重要程度在傳統(tǒng)射頻系統(tǒng)表征中是無(wú)法體現(xiàn)的。

硬件

儀表工業(yè)[35]，[37]已經(jīng)開發(fā)了適用于SDR表征的各種儀器，例如可以同時(shí)工作在模擬域和數(shù)字域的混合信號(hào)示波器。這樣便可以使得模擬信號(hào)和數(shù)字信號(hào)在同一臺(tái)儀器上實(shí)現(xiàn)時(shí)間的同步。然而，混合信號(hào)示波器僅僅能提供非同步采樣功能。這意味著，和傳統(tǒng)采樣示波器一樣，混合信號(hào)示波器是使用其內(nèi)置時(shí)鐘來(lái)對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣的。正如在文獻(xiàn)[38] 和[39]中所討論的， 當(dāng)對(duì)SDR 器件（包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器）進(jìn)行測(cè)試時(shí)，傳輸函數(shù)相位和幅值的精準(zhǔn)估測(cè)要求在輸入，輸出和時(shí)鐘信號(hào)之間進(jìn)行相關(guān)采樣。如果這些信號(hào)是通過(guò)非同步方式進(jìn)行采樣的話，那么就會(huì)產(chǎn)生足以完全劣化來(lái)自于SDR 的任何幅值和相位信息的頻譜泄漏。頻譜泄漏的出現(xiàn)是由于在進(jìn)行必要的傅立葉變換時(shí)（DFT 或FFT），兩個(gè)信號(hào)不是共享同一個(gè)時(shí)域網(wǎng)格，因此，它們彼此之間是互不相關(guān)的。

混合信號(hào)示波器可能存在的其它問(wèn)題包括，比如說(shuō)，為了獲取行為模型所需的必要的內(nèi)存空間。因?yàn)檫@些儀器通常會(huì)采用很高的采樣率，需要大量的點(diǎn)來(lái)獲得常用的具有低/中等符號(hào)率的調(diào)制信號(hào)。因此，這種類型的儀器無(wú)法全面表征一個(gè)完整的SDR 前置端。

儀表工業(yè)還提出了其它一些將若干儀器聯(lián)合起來(lái)的方法，包括邏輯分析儀，示波器，矢量信號(hào)分析儀或?qū)崟r(shí)信號(hào)分析儀[40]-[42]。為了對(duì)一個(gè)SDR 發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)進(jìn)行測(cè)試，這些儀器可以按照類似于圖7 中的配置進(jìn)行構(gòu)建來(lái)使用。通過(guò)使用參考信號(hào)，觸發(fā)信號(hào)，和標(biāo)記（markers），人們可以在數(shù)字域和模擬域以及時(shí)域和頻域之間進(jìn)行同步測(cè)量。采用這些系統(tǒng)所進(jìn)行的典型測(cè)試，可以用來(lái)評(píng)估SDR 中發(fā)射鏈路和接收鏈路，這些測(cè)試包括信號(hào)鏈中的誤差向量幅度（EVM）以及鄰道功率比（ACPR）。

圖7、用于測(cè)試軟件無(wú)線電發(fā)射機(jī)的設(shè)備，其中若干個(gè)儀器被結(jié)合在一起使用。一個(gè)邏輯分析儀在數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）的輸出端采集數(shù)字邏輯比特，在數(shù)模轉(zhuǎn)換（DAC）和低通濾波器（LPF）的信號(hào)重建之后，采用一臺(tái)示波器對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行分析，一臺(tái)頻譜分析儀或矢量信號(hào)分析儀在正交調(diào)制器后或在信號(hào)放大之后獲取模擬射頻信號(hào)。

在文獻(xiàn)[39]中，作者討論了信號(hào)配時(shí)（signal timing ）和同步化的要求，并且提出了一些解決方案，例如，在實(shí)驗(yàn)激勵(lì)裝置中嵌入一個(gè)觸發(fā)信號(hào)。一些重要問(wèn)題仍然有待解決，如混合信號(hào)儀器的校準(zhǔn)過(guò)程?；旌闲盘?hào)儀器中的模擬信道應(yīng)當(dāng)能夠理想地測(cè)量輸入端口的反射系數(shù)。應(yīng)當(dāng)用定向耦合器來(lái)對(duì)入射到被測(cè)元件的射頻信號(hào)提供一個(gè)基于波信號(hào)的阻抗失配校準(zhǔn)表征。有了這些信息，就有可能將模擬輸入和數(shù)字輸出聯(lián)系起來(lái)，從而找到SDR 系統(tǒng)的傳輸函數(shù)，或者，甚至可以找到系統(tǒng)的完整的行為模型。人們有可能采用現(xiàn)成的元件和算法，比如文獻(xiàn)[43]中所討論的失配校正算法，來(lái)構(gòu)建這樣一個(gè)儀器。然而，現(xiàn)在市面上還不存在一個(gè)完整的測(cè)試裝置。

通過(guò)這種混合信號(hào)測(cè)試設(shè)備，人們就有可能測(cè)量原先用于模擬前置端的品質(zhì)因數(shù)，以及原先用于數(shù)字通信信號(hào)的品質(zhì)因數(shù)。

品質(zhì)因數(shù)

一個(gè)可以用來(lái)評(píng)估數(shù)字化無(wú)線電整體性能的通用技術(shù)是誤碼率（BER）的測(cè)試。這個(gè)測(cè)試通過(guò)用錯(cuò)碼位數(shù)與所傳輸?shù)目偽粩?shù)之比來(lái)測(cè)量信號(hào)傳輸和接收的質(zhì)量。然而，這是一個(gè)局限性很大的測(cè)試，因?yàn)樗](méi)有提供錯(cuò)碼的來(lái)源信息。

然而，如果采用圖7 所示的類似的方案來(lái)對(duì)SDR系統(tǒng)進(jìn)行測(cè)試，處于不同域中的信號(hào)可同時(shí)由不同的儀器獲取。這便使得測(cè)試工程師們可以在整個(gè)信號(hào)鏈中準(zhǔn)確地找出缺陷的可能來(lái)源。

關(guān)于這一點(diǎn)，第二個(gè)通用的品質(zhì)因數(shù)是EVM，它可以洞察發(fā)射機(jī)和接收機(jī)可能存在的問(wèn)題[40]，[42]，這是因?yàn)槲覀儗?duì)幅值和相位誤差對(duì)每一個(gè)數(shù)字發(fā)射符號(hào)的影響都進(jìn)行了測(cè)量。EVM實(shí)質(zhì)上是測(cè)試整體的信號(hào)與噪聲之比以及信號(hào)的失真比，從而量化了由于非線性失真以及系統(tǒng)噪聲所引起的信號(hào)減損。與其它品質(zhì)因數(shù)不同，EVM 是通過(guò)實(shí)際傳輸?shù)姆?hào)來(lái)評(píng)估所存在的問(wèn)題對(duì)信號(hào)質(zhì)量的影響。

一個(gè)常用于發(fā)射機(jī)測(cè)試的指標(biāo)對(duì)頻譜在相鄰信道的再生進(jìn)行了量化。鄰道功率比[ACPR，有時(shí)又稱為鄰道電平比（ACLR）]是采用（out of band masks）來(lái)進(jìn)行說(shuō)明的，而帶外規(guī)范則定義了在相鄰信道所允許的最大傳輸功率。ACPR 通常起因于非線性失真所引起的頻譜再生。

ACPR 同樣可以用于備用信道（與帶通信號(hào)相鄰信道所鄰接的信道）。ACPR 為評(píng)估整個(gè)無(wú)線電網(wǎng)絡(luò)的性能提供了一個(gè)功能測(cè)試，這是因?yàn)樗梢栽试S工程師來(lái)對(duì)無(wú)線電系統(tǒng)的非線性對(duì)其它相近信道的干擾進(jìn)行評(píng)估。

正如對(duì)許多無(wú)線電結(jié)構(gòu)的測(cè)試一樣，對(duì)于SDR 的測(cè)試來(lái)說(shuō)，測(cè)試中使用的激勵(lì)信號(hào)會(huì)影響無(wú)線電系統(tǒng)的測(cè)量性能。測(cè)試信號(hào)對(duì)無(wú)線電性能的影響通常是通過(guò)激勵(lì)固有的統(tǒng)計(jì)特性來(lái)進(jìn)行分析的，這個(gè)統(tǒng)計(jì)特性可以是采用概率密度（PDF ） 或者是互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)（CCDF）。信號(hào)的PAPR 值（峰/均功率比）也經(jīng)常被用作一個(gè)品質(zhì)因數(shù)[44]-[48]。

在“無(wú)線系統(tǒng)測(cè)試指標(biāo)”一節(jié)中對(duì)這些均適用于傳統(tǒng)無(wú)線電和SDR 系統(tǒng)的品質(zhì)因數(shù)進(jìn)行了更詳細(xì)的討論。在下一個(gè)例子中， 我們要說(shuō)明必須采用混合域方法來(lái)測(cè)試SDR 系統(tǒng)中的這些品質(zhì)因數(shù)。

無(wú)線系統(tǒng)測(cè)試的指標(biāo)參數(shù)

這里，我們將要對(duì)在本文中所用到的品質(zhì)因數(shù)進(jìn)行一個(gè)簡(jiǎn)單的描述。

概率密度函數(shù)

在 概率論中， 概率密度函數(shù)（probability density function-PDF）是表示一個(gè)隨機(jī)變量X 的值小于x的概率的函數(shù)。通常，PDF 是在經(jīng)過(guò)了大量測(cè)量的基礎(chǔ)上確定的，它決定了x 所有可能取值的可能性，這是一個(gè)具有單位面積的非負(fù)函數(shù)

?? (S1)

其中a 和b 代表的是要確定的X 的概率區(qū)間。

互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)

互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)（complementary cumulative distribution function- CCDF）曲線是與PDF 密切相關(guān)的， 因?yàn)椋?它是通過(guò)CCDF=1-PDF 得到的。CDF 是可以直接從PDF 統(tǒng)計(jì)中得到的累計(jì)分布函數(shù)

? (S2)

一條CCDF 曲線展示出一個(gè)信號(hào)處于高于某個(gè)功率水平以上的時(shí)間。它通常是由超出平均功率以上的功率的分貝值來(lái)表示的。

峰均功率比

峰均功率比（peak to average power ration-PAPR）是給定信號(hào)的最大峰值功率與平均功率之比，是無(wú)線通信中最令人感興趣的測(cè)量指標(biāo)。對(duì)于PAPR 對(duì)通信系統(tǒng)影響的評(píng)估主要是通過(guò)對(duì)CCDF 曲線的分析得到的，我們可以在CCDF 曲線中定義一個(gè)特定的百分比來(lái)獲得PAPR 的值

(S3)

其中NT 是總采樣數(shù)（時(shí)間間隔），它被用來(lái)確定PAPR 的值。

鄰道功率比

鄰道功率比 （adjacent channel power ratio- ACPR ） 是測(cè)量一個(gè)無(wú)線系統(tǒng)在相鄰信道所產(chǎn)生的相對(duì)于主信道的失真量。它通常被定義為相鄰頻率信道（偏置信道）的平均功率與發(fā)射頻率信道的平均功率之比

?(S4)

其中F1和F2代表頻譜區(qū)間，S(W)是基頻信號(hào)，U1和U2是上鄰信道的頻譜區(qū)間。

正如在無(wú)線標(biāo)準(zhǔn)中所定義的，有兩種測(cè)量ACPR 的方法，一種是考慮整個(gè)基頻信號(hào)和整個(gè)相鄰信道的比值。第二種方法（由于比較容易測(cè)量因而使用更為廣泛）是找到在整個(gè)主頻段或在載波中心頻率附近較小的帶寬內(nèi)的功率與同樣較小帶寬的相鄰的信道內(nèi)功率的比值。

誤碼率

誤碼率（bit error ratio -BER）是所接收到的信息中錯(cuò)誤的位數(shù)與所傳輸?shù)目偟臄?shù)據(jù)位數(shù)的比值。BER 通常是用百分比來(lái)表示的，其中0%代表在接收機(jī)未檢測(cè)到錯(cuò)誤的比特

? ?(S5)

這個(gè)測(cè)量可以在數(shù)字域中由測(cè)試工程師所實(shí)施的軟件函數(shù)來(lái)進(jìn)行，但還需要使用眾所周知的BER 測(cè)試器，測(cè)試器向發(fā)射機(jī)輸入一個(gè)已知的數(shù)據(jù)串，并且將它與來(lái)自接收機(jī)輸出端的數(shù)據(jù)進(jìn)行比較。

誤差向量幅值

誤差向量幅值（error vector magnitude-EVM）是用來(lái)測(cè)試調(diào)制與解調(diào)準(zhǔn)確度，以及信道受損程度的參數(shù)。它可以用來(lái)量化數(shù)字無(wú)線電發(fā)射機(jī)或接收機(jī)的性能。由發(fā)射機(jī)發(fā)射的信號(hào)或由接收機(jī)接收到的信號(hào)在硬件和軟件的實(shí)施過(guò)程中都會(huì)受到所有不同缺陷的影響，會(huì)使得K 調(diào)制信號(hào)星座點(diǎn)Zc(k)偏離它們的理想位置，S(k)。在日常使用中，EVM 是測(cè)量這些點(diǎn)偏離它們的理想位置究竟有多遠(yuǎn)，其中，對(duì)于N 個(gè)傳輸符號(hào)，我們可以得到

?(S6)

測(cè)試實(shí)例

為了說(shuō)明SDR 接收機(jī)的測(cè)試，我們使用文獻(xiàn)[39]所介紹的混合域測(cè)量裝置（類似于圖7 所示的結(jié)構(gòu)），如圖8所示。一個(gè)用來(lái)模擬所發(fā)射的數(shù)字調(diào)制射頻信號(hào)的任意波形發(fā)生器和一臺(tái)接收機(jī)是用方框圖中的元件來(lái)仿真的。

圖8、按照文獻(xiàn)[39]中的建議，在實(shí)驗(yàn)中采用儀器所實(shí)施的SDR 前置端的測(cè)試構(gòu)建。被測(cè)器件（DUT）是由任意一個(gè)波形發(fā)生器來(lái)激勵(lì)的，示波器被用來(lái)對(duì)被測(cè)器件的模擬輸入信號(hào)進(jìn)行采樣。一個(gè)邏輯分析儀被用來(lái)在被測(cè)器件的數(shù)字輸出端進(jìn)行采樣。采用參考信號(hào)和觸發(fā)信號(hào)來(lái)實(shí)現(xiàn)輸入和輸出測(cè)量的同步。這些設(shè)備是由使用通用接口總線（GPIB）連接的計(jì)算機(jī)來(lái)控制的。

這個(gè)被測(cè)器件是用帶寬為3MHz，采用64QAM（3/4）調(diào)制的處于頻分雙工模式的單用戶WiMAX 信號(hào)來(lái)激勵(lì)的[49]。

圖9 是采用邏輯分析儀在SDR 接收機(jī)的輸出端口所測(cè)得的結(jié)果。這個(gè)圖顯示出在激勵(lì)頻段上進(jìn)行了平均的總功率以及由于非線性失真而在上鄰信道中所產(chǎn)生的功率。這個(gè)圖展示了混合模式對(duì)SDR 進(jìn)行測(cè)試的本質(zhì)：模擬輸出的品質(zhì)因數(shù)ACPR 已經(jīng)通過(guò)數(shù)字輸出信號(hào)和模擬輸入信號(hào)而得到了重建。

圖9、在WiMAX 信號(hào)激勵(lì)下，SDR 前置端輸出端口的測(cè)量結(jié)果。

在給定的輸入功率下，我們也已經(jīng)用EVM 對(duì)被測(cè)器件的性能進(jìn)行了評(píng)估。我們根據(jù)增益和相位延遲對(duì)所接收到的數(shù)字化的WiMAX 信號(hào)進(jìn)行解調(diào)和糾錯(cuò)，從而得到了如圖10 所示的星座圖。在這個(gè)特定的測(cè)試中，所得到的EVM 大約是5.05%。

圖10、對(duì)采用64-QAM 調(diào)制的WiMAX 信號(hào)的輸入和輸出結(jié)果進(jìn)行比較的星座圖。

正是由于我們使用了一個(gè)可以同時(shí)對(duì)模擬波形和數(shù)字波行表征的混合模式的儀器，這才有可能得到SDR 元件的特性。

總結(jié)和結(jié)論

在這篇文章中，我們對(duì)可用于SDR 前置端的接收機(jī)和發(fā)射機(jī)進(jìn)行了一個(gè)綜述。我們討論了各自的優(yōu)點(diǎn)與缺點(diǎn)。正如我們所看到的，一個(gè)多頻段多模式接收機(jī)良好的設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)應(yīng)當(dāng)可以最佳地分享現(xiàn)有的硬件資源，并且使用可調(diào)諧和可以進(jìn)行軟件編程的器件。并不是每一個(gè)接收機(jī)結(jié)構(gòu)都具有這種特性的。從這個(gè)意義上講，按照我們的觀點(diǎn)，當(dāng)SDR 接收機(jī)前置端更加成熟的時(shí)候，它將會(huì)是基于零/低中頻結(jié)構(gòu)或帶通采樣設(shè)計(jì)基礎(chǔ)之上的。

對(duì)于發(fā)射機(jī)來(lái)說(shuō)，EER 技術(shù)和其修正版本是SDR應(yīng)用中很有前途的選擇，因?yàn)樗鼈兊男屎艽蟪潭壬吓cPAPR 無(wú)關(guān)。因此，它們可以很容易地應(yīng)用到多標(biāo)準(zhǔn)和多頻段操作中[50]。這種SDR 和CR 發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)不僅需要高效放大器，而且還需要寬帶放大器[51]。SDR 領(lǐng)域在信號(hào)傳輸方面正在從模擬向數(shù)字方向轉(zhuǎn)移，因此，對(duì)提高射頻放大器開關(guān)速度的要求變得更為明顯，更加嚴(yán)格，從而在未來(lái)將會(huì)引領(lǐng)到S 類發(fā)射機(jī)。

關(guān)于表征SDR 系統(tǒng)所采用的測(cè)試設(shè)備，我們說(shuō)明了為什么混合域設(shè)備對(duì)于SDR 的表征是非常必要的。我們還描述了為什么還要進(jìn)行一些改進(jìn)來(lái)開發(fā)可以快速地，自動(dòng)地表征前置端并進(jìn)行失配校正的同步儀器。這樣的設(shè)備應(yīng)當(dāng)可以很理想地提供一些信息，如不同調(diào)制類型的EVM 和不同技術(shù)的鄰道功率比，并且能夠?qū)Χ鄻?biāo)準(zhǔn)多頻段無(wú)線電結(jié)構(gòu)進(jìn)行測(cè)試。隨著SDR 技術(shù)的日臻成熟，我們期待著會(huì)在市面上看到這些類型的儀器。

審核編輯 ：李倩