在CCM圖騰柱PFC設(shè)計中實現(xiàn)最高效率

采用 Si 超結(jié) (SJ) CoolMOS? MOSFET 的創(chuàng)新解決方案

介紹

在服務(wù)器和電信 SMPS應(yīng)用中，最高效率和功率密度不僅是流行語，而且是明確的市場趨勢。鑒于實際情況，迫切需要增加服務(wù)器容量和快速連接以進行實時數(shù)據(jù)傳輸。實現(xiàn)這一目標(biāo)需要高效的服務(wù)器和電信開關(guān)電源 (SMPS)。不可避免地，SMPS 的輸出功率水平必須達到更高水平，同時保持相同的外形尺寸。這種苛刻的組合解釋了為什么功率密度變得越來越重要。除了性能之外，系統(tǒng)成本降低以及模塊化和設(shè)計簡單性也是重點。

為了滿足這些要求并通過 98% 的整體效率為更綠色、更安全的世界做出貢獻，實現(xiàn)功率因數(shù)校正 (PFC) 的超高效率水平至關(guān)重要。在這種情況下，標(biāo)準(zhǔn) PFC 拓?fù)浯_實面臨限制，可以觀察到無橋 PFC 拓?fù)涞内厔荩邕B續(xù)傳導(dǎo)模式 (CCM) 圖騰柱 PFC [1]。PFC 應(yīng)用中的升壓轉(zhuǎn)換器傳統(tǒng)上由 CCM 控制。在這種工作模式下，半橋開關(guān)主要在硬換向模式下工作，從而避免了使用硅 (Si) 超結(jié) (SJ) MOSFET 的可能性。如果保持低成本是設(shè)計中的主要驅(qū)動因素，硅隔離柵雙極晶體管 ( IGBT ) 與反并聯(lián)碳化硅 (SiC) 二極管 是首選選項 [2]。

但是，對于高端應(yīng)用，如果 Si SJ MOSFET（例如英飛凌的CoolMOS? 晶體管產(chǎn)品）) 在圖騰柱 PFC 半橋中實現(xiàn)，需要不同的控制策略。在這種情況下，三角電流模式 (TCM) [3] 會延長導(dǎo)通時間以恢復(fù)電感電流并獲得零電壓開關(guān) (ZVS) 操作。然而，由于電感電流紋波較高，因此必須至少交錯兩個功率級。全 ZVS 操作可提高效率；然而，零件數(shù)量的增加需要更高的開關(guān)頻率來增加功率密度。此外，控制復(fù)雜性（與可變開關(guān)頻率交織）顯著增加。當(dāng) Si SJ MOSFET 在 CCM 操作的半橋配置中使用時，不能期望高效率。相反，甚至可能發(fā)生災(zāi)難性故障 [4]。器件的OSS，以及 Si SJ MOSFET 固有體二極管的極高反向恢復(fù)損耗（圖 1）。

為克服這些困難并使在半橋 CCM 操作中使用 Si SJ MOSFET 成為可能，英飛凌科技開發(fā)并實施了一種有吸引力且簡單的解決方案。實施的創(chuàng)新原型以極具吸引力的性價比實現(xiàn)了 CCM 圖騰柱 PFC 拓?fù)涞淖罡咝省Ｔ谝韵虏糠种?，我們將介紹我們系統(tǒng)解決方案的工作原理和實測實驗結(jié)果。

Si SJ MOSFET 的高頻半橋操作

使用建議的解決方案，續(xù)流或“二極管模式”（圖 2 中的 Q2）Si SJ MOSFET的 C OSS電容被預(yù)充電到某個電平，例如 24 V（圖 1）。這種預(yù)充電極大地降低了與其輸出電容電荷 (Q OSS ) 和其體二極管在關(guān)斷轉(zhuǎn)換期間的反向恢復(fù)電荷 (Q rr )相關(guān)的損耗，因為這些電荷是由低電壓源提供的。結(jié)果是 Si SJ MOSFET 的換向損耗顯著降低。此外，圖騰柱 PFC 的正常 CCM 操作中的連續(xù)硬換向現(xiàn)在是可行的。

圖 1：Si SJ CoolMOS? 的半橋電容變化

建議的“預(yù)充電”解決方案需要一個高壓肖特基二極管（圖 2 中的 D1 和 D2）、一個低壓 (LV) MOSFET（圖 2 中的 Q3 和 Q4）和一個電容器（C HS_DP和 C LS_DP ) 半橋中的每個功率器件，以及兩個電源電壓，用于驅(qū)動 LV MOSFET 并提供預(yù)充電電壓。該解決方案還實現(xiàn)了電平轉(zhuǎn)換（自舉電容器）技術(shù)，使用傳統(tǒng)驅(qū)動器來提供驅(qū)動器電源和耗盡電壓（在圖 2 中分別以橙色和灰色突出顯示）。

在圖 2 的半橋配置中，考慮到連接到開關(guān)節(jié)點的電感器中積累的能量，Q2 通常在 Q1 關(guān)閉后通過軟開關(guān)開啟。然而，當(dāng) Q2 關(guān)斷時，電感電流不斷流過其體二極管，而當(dāng) Q1 導(dǎo)通時，體二極管電流會發(fā)生硬換向，導(dǎo)致災(zāi)難性的后果。通過應(yīng)用所提出的解決方案，Q rr被移除，同時，Q2 Si SJ MOSFET的輸出電容 (C OSS ) 中的電荷顯著減少，因此其相關(guān)損失。

驅(qū)動器輸入端包含的 R x -C x和 R y -C y濾波器網(wǎng)絡(luò)允許將 PWM 信號正確定時到半橋器件和添加的 LV 開關(guān)；因此，不需要來自控制器的額外 PWM 信號。

圖 2 中的電路圖描繪了使用建議解決方案的典型雙脈沖測試平臺。此設(shè)置配置反映了在 CCM 中運行的圖騰柱 PFC 中“二極管到開關(guān)轉(zhuǎn)換”的相同情況，其中“二極管模式”開關(guān)的硬換向發(fā)生在每個開關(guān)周期。

圖 2：在半橋配置中使用 CoolMOS? 的建議解決方案的電路圖。

使用建議的解決方案進行硬換向轉(zhuǎn)換

圖 3 顯示了在實現(xiàn) Si SJ MOSFET Q1 和 Q2 的半橋換向期間發(fā)生的主要波形。為方便讀者，顯示在不同 PWM 事件中發(fā)生的轉(zhuǎn)換的時間軸未按比例顯示。

圖 3：建議解決方案的換向波形

在 t 0之前的狀態(tài)中，電感器通過 Q1 通電，這將在圖騰柱 PFC 中實現(xiàn)開關(guān)功能。一旦 Q1 關(guān)閉，電感電流就會流過 Q2，首先通過其體二極管，然后在 Q2 開啟后流過器件的通道。

在給定的時刻 (t 0 )，Q2 必須關(guān)閉，以便在開啟時電流將再次流過 Q1。經(jīng)過一定的延遲時間后（由于Q2 柵極驅(qū)動器輸入端的 R y -C y網(wǎng)絡(luò)），Q2 的柵極-源極電壓信號也在 t 1處將其狀態(tài)更改為關(guān)閉。在任何半橋的強制死區(qū)時間內(nèi) (t 1 -t 2 )，電感電流通過 Q2 的體二極管續(xù)流。在此期間，開關(guān)節(jié)點鉗位至地，電壓降為 –V BD-Forward。此外，除了C HS_DP之外，所有用于驅(qū)動電壓和耗盡電壓的自舉電容器都被充電。

然后，在相應(yīng)的死區(qū)時間之后，應(yīng)用 PWM B，Q4 柵極驅(qū)動器輸入端的 C X R X網(wǎng)絡(luò)生成特定持續(xù)時間的脈沖。在t 2 時，預(yù)充電MOSFET Q4 導(dǎo)通，預(yù)充電電流（預(yù)充電I“二極管”）在C LS_DP -Q4 -D2-Q2 網(wǎng)絡(luò)中循環(huán)。該電流的有效循環(huán)取決于這樣一個事實，即這種預(yù)充電電流的幅度必須高于流經(jīng) Si SJ MOSFET Q2 體二極管的續(xù)流負(fù)載電流。在預(yù)充電電流 (t 3 ) 結(jié)束時，Q2 的本征體二極管停用，漏源電壓 (V DS,Q2) 預(yù)充電至 24 V，從而帶來以下好處：

該預(yù)充電電壓使半橋電容更接近非線性 C OSS曲線的拐點（圖 1）。

此時的換向損耗遠(yuǎn)低于漏源電壓為負(fù)或接近零的點。如果沒有預(yù)充電，損耗將包括體二極管 Q rr損耗和與Q2 的Q OSS損耗相關(guān)的非常大的輸出電容。

如圖 3 所示，預(yù)充電電流波形有兩個峰值脈沖，第一個在 t 2和 t 3 之間，與 Q2 C OSS的充電有關(guān)，第二個（幅度較低）在t 2和 t 3之間t 3和t 4是由于與預(yù)充電回路的雜散電感的諧振。

當(dāng)延遲的 PWM B 信號最終在 t 4到達 Q1 的柵極時，Q2的 C OSS已經(jīng)耗盡了 20~24 V，這為二極管到開關(guān)的平滑過渡設(shè)置了階段。

當(dāng)換向和瞬態(tài)事件在 Q1 和 Q2 中發(fā)生時，施加到預(yù)充電 MOSFET Q4 的脈沖持續(xù)時間超過 t 4。這樣做是為了保證 Si SJ MOSFET Q1 在導(dǎo)通期間的適當(dāng)損耗。如果此脈沖短，則 Si SJ MOSFET 發(fā)生嚴(yán)重硬換向的可能性很高，如果長時間發(fā)生，則會產(chǎn)生破壞性結(jié)果。同樣，LV MOSFET 可以在雪崩中連續(xù)運行。

當(dāng) PWM B 信號變低時，與之前類似，由于Q1 柵極驅(qū)動器輸入端的 R Y C Y網(wǎng)絡(luò)，在 t 5設(shè)備完全關(guān)閉之前有一定的延遲。由于負(fù)載或電感電流，在通道完全關(guān)閉后，Q1的 C OSS將立即充電至 400 V，Q2的 C OSS將放電至 0 V，從而為 Q2 產(chǎn)生 ZVS 轉(zhuǎn)換。這就是 PFC 應(yīng)用中“開關(guān)到二極管”轉(zhuǎn)換的情況。在這種情況下，高邊開關(guān) (C HS_DP -Q3-D1)的預(yù)充電電路不會影響具有 Si SJ MOSFET 的半橋的運行。

當(dāng)負(fù)載或電感器電流足夠高以允許相應(yīng)的 C OSS充電和放電時，二極管的這種 ZVS 導(dǎo)通轉(zhuǎn)換是可能的。但是，如果此轉(zhuǎn)換時的電感電流不足以對半橋器件的 C OSS進行充電和放電，則會發(fā)生硬開關(guān)轉(zhuǎn)換。這種情況在圖 3 中顯示為 t 6之后的虛線。在這種情況下，施加到預(yù)充電 MOSFET Q3 的脈沖變?yōu)橛行?，并通過 C HS_DP使 Q1 C OSS充電至耗盡電壓–Q3-D1-Q1 網(wǎng)絡(luò)。一旦 Q2 導(dǎo)通，其漏源電壓將再次下降到接近于零，并且無需嚴(yán)重的硬開關(guān)即可實現(xiàn)“切換到二極管”的平滑過渡。

英飛凌演示板上的實驗結(jié)果

本文中提出的概念已經(jīng)在3.3 kW 圖騰柱無橋 PFC 中進行了測試，開關(guān)頻率為 65 kHz，并使用了 SMD 組件。

圖 4：采用
CoolMOS? CFD7 和 S7 SJ MOSFET實現(xiàn)的 3.3 kW 圖騰柱 PFC 板的原型

圖 4 所示的演示板是英飛凌科技的系統(tǒng)解決方案，實現(xiàn)了表 1 所示的電源開關(guān)、二極管、驅(qū)動器和控制器。預(yù)充電電路已根據(jù) [5] 設(shè)計，并根據(jù)到表 2 中編制的設(shè)計值。

表 1：在采用 Si
SJ CoolMOS?的 3.3 kW 圖騰柱評估板中使用的英飛凌產(chǎn)品

表2：半橋并聯(lián)使用2x IPT60R090CFD7時的預(yù)充電回路參數(shù)

圖 5 和圖 6 顯示了演示板的效率。測量的效率包括偏置消耗，但不包括風(fēng)扇的功耗。就輸入電流性能而言，當(dāng)負(fù)載高于標(biāo)稱輸出功率的20%時，功率因數(shù)大于0.95，輸出功率高于標(biāo)稱輸出功率的50%時，THD低于5%。最大效率在 1000 W 至 1500 W 輸出功率范圍內(nèi)超過 98.9%，在測量功率范圍內(nèi)超過 98%。借助 CoolMOS? CCM 圖騰柱 PFC 解決方案，可以將硅基效率提高到一個新的水平，使其成為具有成本吸引力的替代方案，補充了我們強大的寬帶隙解決方案。

圖 5：圖騰柱 PFC 的效率測量與建議的解決方案，包括偏置電源，并且不考慮風(fēng)扇消耗

將 CoolMOS? 與 OptiMOS?、EiceDriver? 以及 650 V 碳化硅肖特基二極管相結(jié)合，可以在 PFC 級中達到接近 99% 的峰值效率。

結(jié)論

英飛凌使用簡單有效的預(yù)充電電路，可以耗盡 Si SJ MOSFET，從而將 Q OSS和 Q rr損耗降至最低，英飛凌現(xiàn)在可以在 CCM 圖騰柱 PFC 應(yīng)用中使用 Si SJ MOSFET。

本文基于采用英飛凌CoolMOS? 超級結(jié) MOSFET技術(shù)（CoolMOS? CFD7和CoolMOS? S7 SJ MOSFET）實現(xiàn)的圖騰柱 PFC 板演示板展示了這一創(chuàng)新概念的工作原理和實驗結(jié)果。

英飛凌的系統(tǒng)解決方案實現(xiàn)了功率開關(guān)、二極管、驅(qū)動器和控制器，借助 CoolMOS? 技術(shù)，它可以在 1000 W 至 1500 W 輸出功率范圍內(nèi)實現(xiàn)超過 98.9% 的最大效率，在測量范圍內(nèi)實現(xiàn)超過 98%功率范圍。

依靠英飛凌廣泛的產(chǎn)品和解決方案組合，轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)設(shè)計人員能夠以理想的性價比達到 CCM 圖騰柱 PFC 的最高效率水平，并滿足高端服務(wù)器和電信應(yīng)用的要求。

要了解有關(guān)我們的 CCM 圖騰柱 PFC 系統(tǒng)解決方案的更多信息，請訪問電路板頁面。

審核編輯：湯梓紅