SiC基DNPC轉(zhuǎn)換器器件電壓不平衡問(wèn)題分析與解決

SiC、GaN MOSFET等寬帶隙器件的進(jìn)步，給電力電子領(lǐng)域帶來(lái)了一場(chǎng)革命。這些器件具有快速開關(guān)、高電荷密度和高效設(shè)計(jì)的優(yōu)點(diǎn)。它們?cè)诟吖β蕬?yīng)用中非常有用。中性點(diǎn)鉗位 (NPC) 轉(zhuǎn)換器也用于高電壓和高功率應(yīng)用。2在這種配置中，總線電壓是平均分配的，這使我們可以使用低額定值的設(shè)備。在 NPC 轉(zhuǎn)換器中使用 SiC MOSFET 增加了高開關(guān)頻率和電荷密度的優(yōu)勢(shì)，但以設(shè)計(jì)問(wèn)題為代價(jià)，因?yàn)樵?SiC 二極管 NPC (DNPC) 的情況下，內(nèi)部開關(guān)的器件電壓大于外部開關(guān)）。

在本文中，將實(shí)施基于 SiC 的 10 kW DNPC 轉(zhuǎn)換器。本文將討論其在不同條件下的瞬態(tài)開關(guān)響應(yīng)以及基于瞬態(tài)響應(yīng)的緩沖器電路設(shè)計(jì)。1

DNPC的開關(guān)瞬態(tài)響應(yīng)

圖1顯示了DNPC的電路圖，其中開關(guān)S 1和S 4代表外部開關(guān)，S 2和S 3代表內(nèi)部開關(guān)。C 1到C 4等不同的電容器是器件的振蕩電容。提議的 DNPC 有一個(gè)長(zhǎng)換向回路和一個(gè)短換向回路。3,4在這種情況下，短回路由開關(guān) S 4、二極管 D 2和電容器 C dc2 組成，而長(zhǎng)回路由三個(gè)開關(guān) S 2、S 3、S 4、二極管 D 1和電容器 C直流2。為簡(jiǎn)單起見，根據(jù)參考文獻(xiàn) 5，在導(dǎo)通期間，MOSFET 被建模為等效電阻器，而在關(guān)斷期間，它被建模為等效電容器，其中二極管將被建模為與電容器并聯(lián)放置的理想二極管. 普通半橋拓?fù)渑c DNPC 拓?fù)渲g的一個(gè)主要區(qū)別在于，DNPC 在長(zhǎng)環(huán)路中有一個(gè)額外的二極管。圖 2 顯示了 DNPC 的兩個(gè)換向回路。

圖 1：DNPC 配置

圖 2：DNPC 中的兩個(gè)換向回路

調(diào)制方案

三級(jí)調(diào)制
DNPC有三種不同的調(diào)制方式：一種是三級(jí)調(diào)制方式，另兩種是二級(jí)調(diào)制方式。我們將一一討論它們。

圖 3：三級(jí)調(diào)制拓?fù)?/p>

圖 3 表示 DNPC 的三級(jí)調(diào)制方案。圖 4 表示 S 2在不同瞬態(tài)下的關(guān)斷行為。從t 2到t 3，S 2和S 3 導(dǎo)通，電流通過(guò)S 3和D 2。1 S 1處的電壓稱為V S1，它等于V Cdc1。S 4處的電壓稱為V S4，它等于V Cdc2。在 t 4，S 4 導(dǎo)通，C 2由 C dc1充電來(lái)自 S 3、S 4和 D 1。1 C 2的充電過(guò)程分為三個(gè)階段。在第一階段，C D1正在放電。在第二階段，D 1 導(dǎo)通給C 2充電。在第三階段，由于回路電感C D1和C 2之間的諧振，充電電流的方向發(fā)生變化，1所以C D1開始充電。當(dāng)充電過(guò)程完成時(shí)，V D1為正，因此V C2大于V Cdc2。

圖 4：S 2對(duì)于 +ve 電感電流的關(guān)斷過(guò)程

在負(fù)電感電流期間，從t 2到t 3，S 2和S 3 導(dǎo)通，電流通過(guò)S 2和D 1。在此階段，V D2為0。同樣，S 1兩端的電壓（V S1）等于V Cdc1，S 4兩端的電壓（V S4）等于V Cdc2。1在t 3 處，S 2關(guān)斷，電感電流對(duì)C 2和C D2充電，并對(duì)C 4放電。1當(dāng) S 4兩端的電壓變?yōu)?0 時(shí)，二極管開始導(dǎo)通，這是充電過(guò)程的第 2 階段，在最后階段，電流方向發(fā)生變化，如上所述。1 C D1開始充電，V D1為正，1且V C2大于V Cdc2。

圖 5：S 2對(duì)于 –ve 電感電流的關(guān)斷過(guò)程

兩級(jí)調(diào)制
圖 6 表示兩種類型的兩級(jí)調(diào)制。不同之處在于死區(qū)時(shí)間，因?yàn)樵谄渲幸环N調(diào)制方案中，死區(qū)時(shí)間位于內(nèi)部開關(guān)之間，而在第二種調(diào)制方案中，死區(qū)時(shí)間在內(nèi)部開關(guān)之間重疊。

圖 6：兩級(jí)調(diào)制拓?fù)?/p>

圖 7 表示正電感電流時(shí)S 2 的關(guān)斷。從t 6到t 7，所有開關(guān)都處于斷開狀態(tài)。電流通過(guò)S 1和S 2 1的二極管，V D2為0。S 3兩端的電壓(V S3 ) 等于V Cdc1，S 4兩端的電壓(V S4 ) 等于V Cdc2。1在 t 7 時(shí)，S 3開啟，C 2開始通過(guò) C D1和 C dc1充電，而 C1通過(guò) C dc1開始充電。1 S 4也導(dǎo)通，除V S2諧振在三電平調(diào)制方案中為0外，兩電平調(diào)制方案中的開關(guān)過(guò)程與三電平調(diào)制1中解釋的相同。1同樣，在此調(diào)制方案中，V C2大于 V Cdc2。

圖 7：S 2對(duì)于 +ve 電感電流的關(guān)斷過(guò)程

圖 8 表示當(dāng)電感器電流為負(fù)時(shí)S 2 的關(guān)斷。從t 4到t 5，S 1和S 2 導(dǎo)通，電流通過(guò)S 1和S 2，1和V D2為0。S 3兩端的電壓（V S3）等于V Cdc1和電壓跨越S 4 (V S4 ) 等于V Cdc2。1 S 1在 t 5接通，C 1開始通過(guò) C dc1充電. 電感器電流對(duì)C D2充電并使C 3和C 4放電。1充電完成后，電感電流開始流過(guò)D 1和S 2。在 t 6 時(shí)，S 2關(guān)斷，電感電流開始對(duì) C 1和 C D2充電并對(duì) C 3和 C 4放電，同時(shí) V S3和 V S4達(dá)到 0。當(dāng)通過(guò) S 2的電流達(dá)到 0 時(shí)，由于電流方向發(fā)生變化共振。1當(dāng)開關(guān)振蕩完成時(shí)，C D1開始充電，V D1為正，1表示 V C2大于 V dc2。

圖 8：S 2對(duì)于 –ve 電感電流的關(guān)斷過(guò)程

解決電壓不平衡問(wèn)題的緩沖電路

無(wú)源緩沖器電路用于解決不平衡的器件電壓，從而鉗位內(nèi)部開關(guān)的器件電壓。1 RCD 緩沖電路是消除半橋電壓過(guò)沖危險(xiǎn)的有效解決方案。圖 9 顯示了 DNPC 配置中的 RCD 緩沖器。

圖 9：帶有 RCD 緩沖器的 DNPC

在三電平調(diào)制中，當(dāng)電感電流在 t 4處為正時(shí)，RCD 緩沖電路傳導(dǎo)諧振電流，這使得 S 2的器件電壓被 C c的電壓鉗位（見圖 10）。

圖10：帶緩沖電路的三電平調(diào)制中S 2的關(guān)斷過(guò)程

內(nèi)部開關(guān)之間具有死區(qū)時(shí)間的兩電平調(diào)制方案的電壓應(yīng)力較低，這使得兩電平調(diào)制比死區(qū)時(shí)間重疊調(diào)制方案更好。兩個(gè)內(nèi)開關(guān)S 2和S 3不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通，這簡(jiǎn)化了緩沖電路，并從RCD緩沖到緩沖電容器，降低其所1如示于圖11在t 7至t 8，在陽(yáng)性的情況下，電感電流，C 2由緩沖電容器 C c充電，直流鏈路電容器在 t 8 時(shí)為C 1充電. 緩沖電容器鉗位內(nèi)部開關(guān)的電壓，因?yàn)?DNPC 中的二極管不傳導(dǎo)充電電流。1

圖 11：帶有電容緩沖器的 DNPC 用于兩級(jí)調(diào)制方案

圖 12 顯示了額定功率為 10 kW 的基于 SiC 的 DNPC 轉(zhuǎn)換器的原型。使用 1,700-V SiC MOSFET 和采用 TO-247 封裝的肖特基二極管，為了滿足高壓應(yīng)用的要求，直流鏈路電壓為 2,000 V。

圖 12：基于 SiC 的 DNPC 轉(zhuǎn)換器的原型

結(jié)論

本文討論了基于 SiC 的 DNPC 轉(zhuǎn)換器及其在兩級(jí)和三級(jí)調(diào)制方案中的瞬態(tài)響應(yīng)。SiC 器件的高開關(guān)頻率增加了器件電壓不平衡的缺點(diǎn)。提出了 RCD 緩沖器和電容器緩沖器來(lái)分別糾正三電平調(diào)制和兩電平調(diào)制方案中的電壓不平衡問(wèn)題，它們對(duì)內(nèi)部開關(guān)的器件電壓進(jìn)行鉗位。

審核編輯：湯梓紅