了解電子電路中的溫度漂移

了解電子電路中的溫度漂移，即電阻器和放大器。我們還將介紹閃爍噪聲的影響如何發(fā)揮作用以及漂移如何限制信號平均的有效性。

即使在固定的電氣條件下(電源電壓、輸入和負載)，電子電路也不是完全穩(wěn)定的，因為它們往往會隨著時間和溫度而漂移。這些與理想行為的偏差會給精密測量增加相當大的誤差。為了深入了解電子產(chǎn)品中的溫度漂移，本文簡要介紹了電阻器和放大器的溫度行為。我們還將討論閃爍噪聲的影響可能不容易與輸出中的溫度引起的漂移區(qū)分開來。最后，我們將討論漂移會限制信號平均技術的有效性，該技術通常用于提高可重復測量的準確性。

電阻溫度漂移——電阻溫度系數(shù)

作為最簡單的電子元件類型，電阻器可能被忽略為高性能電路中的誤差源。但是，電阻的值不是恒定的，會隨著溫度和時間而變化。例如，如果電阻器的溫度系數(shù)為 ±50 ppm/°C，并且環(huán)境溫度比參考溫度(室溫)高 100 °C，則電阻器的值可能會發(fā)生 ±0.5 % 的變化。

幸運的是，在許多應用中，電路精度取決于兩個或多個電阻的比率，而不是單個電阻的絕對值。在這些情況下，可以使用匹配電阻網(wǎng)絡，例如LT5400。電阻器形成一個共襯底網(wǎng)絡，并表現(xiàn)出良好匹配的溫度特性。圖 1 比較了單個分立電阻器與匹配電阻器網(wǎng)絡的溫度特性。

圖 1. 匹配電阻器網(wǎng)絡溫度特性的分立電阻器。圖片由Vishay提供

在該圖中，橙色線指定了單個 ±50 ppm/°C 電阻器值變化的限制，因為溫度從參考溫度 (20°C) 沿任一方向變化。紅色曲線對應于來自匹配電阻器網(wǎng)絡的四個電阻器，它們表現(xiàn)出相似的溫度特性。匹配電阻器的溫度系數(shù) (TC) 相互跟蹤，通常在 2–10 ppm/°C 范圍內。具有良好匹配溫度特性的電阻器可能是某些精密應用(例如電阻式電流檢測)的基本要求。

具有相同溫度系數(shù)的溫度引起的漂移

應該注意的是，即使 TC 值相同，電路中的電阻器也會產(chǎn)生與溫度相關的漂移。您可以在下面看到圖 2 中的示例。

圖 2. 創(chuàng)建溫度相關漂移的示例。 圖片 [已修改] 由Analog Devices提供

在上圖中，兩個電阻具有相同的 TC (+25 ppm/°C);但是，電阻兩端的電壓以及因此兩個電阻消耗的功率是非常不同的。R 2 = 100 Ω兩端的電壓為 0.1 V，導致功耗為 0.1 mW。然而，R 1兩端的電壓為 9.9 V;因此，該電阻器消耗 9.9 mW。假設兩個電阻的熱阻為125°C/W，R 1和R 2的溫度將分別比環(huán)境溫度升高1.24°C和0.0125°C。這種不相等的自熱效應導致兩個電阻漂移不同的量。

圖 3(a) 顯示了另一個示例，其中相同的 TC 不一定能解決溫度漂移問題。

圖 3.使用 (a) 分立電阻器用于不同的局部環(huán)境溫度和 (b) 使用集成電阻器/電阻器陣列用于相同的局部環(huán)境溫度的示例。 圖片由Vishay提供

在上圖中，如果設計包含具有相同 TC 的不相等電阻器 (R 1 ≠ R 2 )，則電阻器的自熱會產(chǎn)生如上所述的溫度引起的漂移。但是，電壓調節(jié)器可能會導致額外的溫度梯度。即使兩個電阻器的電阻和 TC 相同(R 1 = R 2和 TC 1 = TC 2)，該溫度梯度也會在電阻器中產(chǎn)生不相等的溫度漂移。

可以使用電阻陣列來避免上述示例的漂移問題(圖 3(b))。通過在單個基板上實施電阻器網(wǎng)絡，兩個電阻器熱耦合并經(jīng)歷相同的環(huán)境溫度。

其他電路中的溫度漂移——運算放大器溫度漂移

由于一個簡單的電阻器容易受到溫度和老化的影響，因此其他更復雜電路的參數(shù)也會隨著溫度和時間而漂移也就不足為奇了。例如，放大器的輸入失調電壓隨溫度和時間而變化。這會產(chǎn)生時變誤差，限制可測量的最小直流信號。典型通用精密運算放大器的失調漂移范圍為 1–10 μV/°C。

如果放大器的偏移漂移限制了我們的測量精度，我們可以考慮使用斬波穩(wěn)定放大器。這些器件使用偏移消除技術將偏移電壓降低到非常低的水平(例如，小于 10 μV)并產(chǎn)生接近零漂移的操作。斬波穩(wěn)定放大器(例如Microchip 的 MCP6V51)的失調漂移可低至 36 nV/°C。

溫度漂移或閃爍噪聲 (1/f)?

在非常低的頻率下，閃爍噪聲是影響電路輸出的主要噪聲源。閃爍噪聲的平均功率與工作頻率成反比(這就是為什么閃爍噪聲也稱為 1/f 噪聲)。頻率越低，1/f 噪聲的平均功率就越高。如果我們測量電路的輸出足夠長的時間，我們可以捕捉到這種低頻噪聲的影響。圖 4 顯示了閃爍噪聲在ADA4622-2輸出端產(chǎn)生的放大波動。

圖 4. ADA4622-2 輸出閃爍噪聲的放大波動。圖片由ADI 公司提供

ADA4622-2 是一款精密運算放大器，具有 0.1 Hz 至 10 Hz 噪聲，典型值為 0.75 μV pp。上圖的波形顯示了 ADA4622-2 的 0.1 Hz 至 10 Hz 噪聲放大了 1000 倍。如您所見，閃爍噪聲導致輸出隨機緩慢波動。這些波動是由不同于溫度或老化引起的漂移的現(xiàn)象產(chǎn)生的。然而，由于其低頻特性，1/f 噪聲的影響可能不容易與信號中的漂移區(qū)分開來。

在運算放大器的情況下，失調漂移和 1/f 噪聲都會在輸出端引起緩慢的誤差。這就是為什么使用失調消除技術來減少失調漂移的零漂移運算放大器在輸出端沒有 1/f 噪聲的原因。圖 5 比較了連續(xù)時間放大器和零漂移放大器的 1/f 噪聲。

圖 5. 連續(xù)時間放大器與零漂移放大器的噪聲。圖片由TI提供

漂移會限制信號平均的有效性嗎?另一種有效的降噪技術是信號平均。如果我們有一個噪聲方差為的可重復實驗，我們可以重復實驗 M 次并對相應的輸出樣本進行平均，以將噪聲方差降低到：

等式 1。

其中表示平均信號的噪聲方差。盡管信號平均在某些應用中很有效，但它仍然有其局限性。信號平均基于噪聲樣本彼此不相關的假設。測量數(shù)據(jù)中的緩慢漂移可以作為低頻相關噪聲分量并限制信號平均技術的有效性。在這種情況下，噪聲抑制將低于公式 1 預測的值。 此外，根據(jù)給定應用中隨機漂移的類型，平均信號的方差可能會增加到 M 的某些值以上。

在另一篇文章中，我們將更仔細地研究信號平均技術的這種局限性，并介紹一種有用的統(tǒng)計分析工具，稱為艾倫方差，它使我們能夠更深入地了解電路的輸出如何因不同而趨于漂移閃爍噪聲、溫度效應等現(xiàn)象。