AN-3009/D標準柵極驅(qū)動器光電耦合器

標準柵極驅(qū)動器光電耦合器

柵極驅(qū)動光電耦合器FOD31xx系列的功能是用作電源緩沖器 ,來控制功率MOSFET或IGBT的柵極 。它為 MOSFET或 IGBT的柵極輸入供應所需的峰值充電電 流 ,來打開器件。該目標通過向功率半導體的柵極提 供正壓(VOH)來實現(xiàn) 。若要關閉MOSFET或IGBT,需 拉起驅(qū)動器件的柵極至0電壓(VOL)或更低。

許多功率控制應用采用兩個或兩個以上串聯(lián)功率半導體的 “ 圖騰柱”高端和低端連接 。高端N溝道MOSFET漏極連接至電源的正極(+)端子 ,并且它的源 極連接至低端晶體管的漏極上。低端晶體管的源極連 接至系統(tǒng)電源的負極(?)端 。負載驅(qū)動的一端連接至高 端和低端晶體管的共節(jié)點處 。高端和低端晶體管的正 確控制,要求兩個晶體管既不能同時開啟也不能同時導通。流入串聯(lián)高端和低端器件 的電流被稱 為 “直通”電流 。直通電流浪費功率 ,并導致高端和低 端晶體管的損壞。

消除直通電流的最常見技術是:在高端和低端開關 換之間添加延遲或延時 。該延遲的引入 ,是通過控 制供應給高端和低端柵極驅(qū)動器的信號的時間。

圖 1是柵極驅(qū)動器內(nèi)部框圖 。驅(qū)動器的每個部分由 一個通用電源或偏置電源供電 。初始電源開啟時 , 由 于電路的復雜性而存在電路延遲。這些復雜性導致一種情況(在最初上電期間): 當柵極的輸出跟隨施加的VDD電源的上升沿,直至電源穩(wěn)定。一旦偏置電平正確,柵極驅(qū)動器輸出返回至正確的狀態(tài): 由LED控制。

本應用指南討論了關鍵的設計標準 , 包括LED驅(qū) 動、初始條件、最大開關頻率和功率。

圖1. FOD31xx框圖

初始條件：器件啟動

工作條件

在典型逆變器應用中有三個電源 。第一個是邏輯電 源(+3.3 V或+5 V 或+10 V) 。第二個是隔離低端和高端 驅(qū)動器電源(+20 V FOD3182 、+25V FOD3120) 。第三個是供應給MOSFET/IGBT的高壓電源。為了最小化偏壓電源穩(wěn)定時間的任何影響 ,一種解決方案是控制電源激活的順序:

? 第一 :邏輯電源———初始條件 ,LED電流=0mA ,LED關閉。

? 第二:隔離低端和高端驅(qū)動器電源 ,VO=VG=0V ,功率MOSFET關閉。

? 第三:為功率MOSFET供應高壓電源。

接通序列延遲能容納邏輯控制的上電復位和驅(qū)動器隔離電源的自舉充電時間。

LED驅(qū)動器

峰值正向電流 ,IF(peak) ,為<1 A (1 山s, 300 pps) 。推薦的工作電流為10mA至16 mA 。電流上升速率低于250ms 。LED電流上升的最快速率將最小化傳播延遲 和輸出開關抖動。

電源考慮因素

FOD31xx產(chǎn)品是高增益(23 db)、高功率輸出、光放大器。它們所需的電源帶有低輸出阻抗, 在DC至40MHz范圍內(nèi)。使用低ESR旁路電容和信號接地面, 有助于減少自感應電源噪聲 ,并防止輸出上升和下降 時間的降低。

在FOD3182上的傳挪延遲

圖 2表明 ,傳播延遲與負載電容無關 ,并且 ,典型 脈寬失真度(PWD)小于40ns。

圖2. 傳輸延遲與 串聯(lián)負載電阻

圖3表明 ,傳播延遲取決于LED電流 。典型PWD是+4ns/mA。

圖3. 傳播延遲與正向 LED 電流

圖 4和圖 5說明了延遲的獨立性與串聯(lián)負載和電源電壓有關。

圖4. 傳輸延遲與串聯(lián)負載電阻

圖5. 傳輸延遲與電源電壓

采用溫度穩(wěn)定LED 、溫度補償放大器和電流源 ,傳播延遲在-40°C至100°C間的變化通常是+0.2 ns/°C ,如圖6所示。

圖6. 輸出高壓降與TA

門驅(qū)動CMTI (或噪聲抑制) 性能

光隔離MOSFET和IGBT驅(qū)動器可提供在負載的高壓和應用控制邏輯之間的安全絕緣和噪聲隔離 。FOD31xx系列的共面結(jié)構(gòu)提供高電介質(zhì)隔離和低輸入至輸出電容 ,優(yōu)化了安全性和最小化了噪聲耦合 。該 封裝結(jié)構(gòu)使其安全性符合美國和歐洲標準 ,工作電壓超過800V。

由負載開關產(chǎn)生的電氣噪聲引起的干擾通過共面光耦合技術受阻,并且特殊的電——光屏蔽進一步減少了開關瞬變至柵極驅(qū)動器有源電路間的電容耦合。

一個典型的240 VAC交流電源轉(zhuǎn)換器可產(chǎn)生800 V的 開關瞬變 ,壓擺率大于6 kV/山s 。這樣巨大的瞬變會在輸入和輸出之間產(chǎn)生一個3mA的峰值電流(當應用于一個只有0.5 pF的CIO的隔離器件時)參見圖8.

圖7. CMTI LED關閉

圖7表明 , 電容耦合了耦合器輸入和輸出之間的噪聲電流 。本例中, 以耦合器的輸出地(GND2)為參考, 共模瞬變出現(xiàn)一個負電壓擺幅 。該瞬變將電流從耦合 器的輸出引至輸入 。封裝電容CIO ,在輸入和輸出之 間提供主導耦合阻抗 。LED關閉,因此柵極輸出處于低電平狀態(tài) 。如果從放大器的輸入端引出足夠的共模 電流iCM , 光放大器將開啟 。這種噪聲電流iCM相當 小 , 因為特殊的共模屏蔽阻止了電場變化效應 。這種屏蔽導致有效的共模電容耦合低于50 fF 。這種共模屏蔽可最小化光放大器的耦合輸入或輸出。因此 , FOD31xx系列抑制了峰值振幅為1.5 kV和壓擺率超過15kV/山s的正/負共模瞬變。

以下總結(jié)了FOD31xx系列共模瞬變(CMT)的影響:

? 控制電流流過LED ,IF = 10 mA

? 驅(qū)動器輸出是高電平和至負載的源電流

? 正(+) dv/dt 從放大器拉出電流 ,協(xié)助光電流

? 負(-) dv/dt將電流拉入放大器 ,抵消光電流 ,并 可能導致放大器由高電平向低電平轉(zhuǎn)換。

? 控制電流流入LED ,IF = 0 mA

? 驅(qū)動器的輸出是低電平以及從負載獲得的灌電流

? 正(+) dv/dt從放大器拉出電流 ,并可能導致其從 低電平向高電平轉(zhuǎn)換。

? 負(?) dv/dt將電流灌入放大器 ,并有助于保持低 電平的輸出狀態(tài)

輸入共模瞬態(tài)抑制性

圖8和圖9表明 ,半橋或“H”橋式圖騰柱配置采 用兩個功率MOSFET 。圖 8表示低端開關,而圖9表示高端開關 。觸發(fā)操作前 ,一端是打開的,另一端是關閉的。一旦開關觸發(fā)操作發(fā)生 ,兩個開關都禁用 , 形成關閉駐留或“死區(qū)”時間。

圖 8表示低端IGBT所產(chǎn)生的CMT導通。

這種載荷開關動作產(chǎn)生負dv/dt ,如H橋式的兩個開關 。在這種開關動作中沒有載荷直通電流發(fā)生尤為重 要 。請注意,輸入LED通常是串聯(lián)轉(zhuǎn)換連接 。如果高 端門驅(qū)動器瞬時接通而低端開關開啟 ,可能導致直通故障 。圖 9表示CMT 引出電流流入高端LED。

LED電流的幅度取決于:CMT的dv/dt 、組件的輸入

輸出寄生電容以及LED周圍阻抗 。這些阻抗包括: LED電流設置電阻R2和驅(qū)動LEDT1時的CCE。

逆變器用于產(chǎn)生240 VAC 電源 ,可產(chǎn)生脈沖寬度大 - 約為100 ns 、3 mApk的LED電流 。該脈寬足以激活高端驅(qū)動器并導致直通故障 。通過減少LED周圍的斷態(tài) 阻抗可以最大限度地減少該故障的敏感度 。這些較低的阻抗為 –dv/dt開關動作造成的CMT電流提供備選路 徑 。如圖 9所示, –dv/dt開關動作產(chǎn)生CMT ,也可通 過低端IGBT驅(qū)動器看到 。此瞬態(tài)嘗試引出電流流入低 端LED 。此瞬態(tài)效應最小 。LED已經(jīng)開啟,迫使更多 的LED電流僅獲得正確的低端開關動作 ,并且 ,增量 CMT電流通過晶體管T2并聯(lián)至GND1.

圖8. 低端打開、 高端關閉 、負CMT

圖9. 正dv/dt?高端開關導通

當高端開關導通時將產(chǎn)生正dv/dt 。圖10表明,該+dv/dt的效果是:關閉低端開關 。正CMT能夠引出電流流入低端驅(qū)動器內(nèi)的OFFLED。如果dv/dt足夠大, 該CMT立即迫使低端IGBT驅(qū)動器導通 。該正CMT也可以通過高端開關看到。該dv/dt通常有助于保持高端驅(qū)動器導通。

LED并聯(lián)驅(qū)動器最小化開關CM

當圖騰柱半橋電流應用中采用FOD31xx驅(qū)動器時, CMTI是必要的。在正常電路工作期間,開關瞬變至關重要,不會導致關閉的柵極驅(qū)動器轉(zhuǎn)為導通狀態(tài)。這種由于半橋式圖騰柱操作自誘式導通,需要LED并聯(lián)驅(qū)動器改善抗噪聲能力。在上個例子中 ,LED通常 以串聯(lián)方式與驅(qū)動器配置連接。CMT能通過封裝吸收或灌入電流CIO ,導致OFF LED導通 。常關LED在關閉狀態(tài)提供相對較高的阻抗 。這種潛在問題,可以通過減小LED關閉狀態(tài)阻抗來消除。當LED關斷時,通過在LED周圍提供低阻抗并聯(lián)路徑來解決該問題.圖11說明了并聯(lián)LED驅(qū)動器電路。

并聯(lián)LED驅(qū)動器

為了提高抗噪聲能力 ,可采用并聯(lián)LED驅(qū)動器。并聯(lián)LED驅(qū)動器的優(yōu)勢如下:在半橋驅(qū)動器中改善CMTI, 以及2)通過封裝電容耦合的負載dv/dt,被耦合至低阻抗(要么導通LED,要么導通BJT或邏輯門的導通電阻)中。缺點是效率最低(例如 ,當LED導通或開啟時需要消耗功率)。

圖10. 并聯(lián)LED驅(qū)動器的FOD3182

LED與驅(qū)動器開關并聯(lián)時 ,將產(chǎn)生電流分流驅(qū)動

圖10采用開路漏極邏輯門U1 ,作為驅(qū)動器:

? 當開關處于關閉狀態(tài)并且U1=HIGH時, LED電流流 過。

? LED為共模導通電流提供低阻抗。

? 若要關閉LED,需將柵極強制進入低電平狀態(tài) 。這 樣可以將LED兩端的電壓降到遠低于所需正向電壓 的值。它也可以提供一個低阻抗 ,從而降低共模傳 導電流對LED工作的影響。

外部或自產(chǎn)生的共模和正常模式噪聲可以導致操作 故障 。最小化控制邏輯和功率半導體之間的耦合電 容 ,大大減小了共模噪聲瞬態(tài)轉(zhuǎn)換為正常模式噪聲脈沖 。在驅(qū)動點采用低的 、平衡阻抗來改善抗噪聲能 力 ?？刂乒β蔒OSFET采用電流隔離驅(qū)動器最小化共 模的噪聲耦合 。FOD31xx系列MOSFET驅(qū)動器的內(nèi)部 屏蔽最小化驅(qū)動器CMTI 。采用并聯(lián)LED驅(qū)動器最大化 輸入網(wǎng)絡的CMTI ,減少了共模噪聲脈沖轉(zhuǎn)換為正常 模式LED驅(qū)動信號的危險。

如何計算FOD3120功率MOSFET/IGBT柵極驅(qū)動光電 耦合器的最大開關頻率

為了計算FOD3120的最大開關頻率,采用表1中的變量。

表1. 性能額定值

最大結(jié)溫125°C

熱阻(發(fā)射極) ，RthE182 K/W

熱阻(檢測器) ，RthD141 K/W

熱阻(發(fā)射極和檢測器之間) ，RthED560 K/W

在TA= 25°C時的輸出IC功耗250 mW

在TA = 100°C時的輸出IC功耗210 mW

ICCL = ICCH3.8 mA

RDS(ON)3.5 Q

VCC ? VEE30 V

FQA9N90C_F109

CGS2730 pF

ESR CGS25 Q

分析

計算最大開關頻率的第一個步驟是確定在最大工作 結(jié)溫 125°C和環(huán)境溫度100°C時 ,FOD3120輸出驅(qū)動器 MOSFET的最大功耗 。前一節(jié)說明了基于FOD3120穩(wěn) 態(tài)熱阻,在TA=100°C時 ,最大功率是210 mW。

輸出IC的最大功率是穩(wěn)態(tài)IC功率與輸出功率MOSFET晶體管功耗之和。精確關系如下式(1):P IC = PSTATIC + POUT

(eq. 1)靜態(tài)功率是:

PSTATIC = ICC x VCC

PSTATIC = 3.8 mA x 30 V

PSTATIC = 114 mW

輸出晶體管的最大允許功耗POUT , 是最大IC功率PIC與靜態(tài)IC功率PSTATIC的差。

POUT = PIC - PSTATIC

POUT = 210 mW - 1140 mW

POUT = 96 mW

在環(huán)境溫度100oC時,輸出晶體管耗散的穩(wěn)態(tài)功率為96 mW 。輸出功率耗散在輸出P溝道和N溝道晶體管的漏極至源極的串聯(lián)電阻RDS(ON)上。

輸出功率公式如下:

OUT = IO x RRDS(ON)

圖11. FOD3120 – MOSFET接口

圖12 等效電流FOD3120-MSOFET接口

圖11顯示的是 ,FOD3120和N溝道功率MOSFET之間的互連 。圖12提供了用于計算FOD3120輸出功率的等效電路。P溝道晶體管建模為帶有3.5 Q的串聯(lián)電阻 的開關 。FQA9N90C_F109的輸入建模為串聯(lián)RC電路。電路元件是柵極至源極電容2730 pF、與25 Q等效串聯(lián)電阻(ESR)串聯(lián)。

下面將討論RMS在輸出晶體管上的功耗,給出MOSFET柵極充電和放電電流 , 以及FOD3120晶體管 RDS(ON)的電壓降。

圖13. FOD3120輸出電流和電壓

圖13顯示的是 ,當FOD3120驅(qū)動功率MOSFET的柵 極時,輸出電流的波形。再看一下圖13,當開關連接 至串聯(lián)電阻RGS、RDS(ON)和輸入電容CGS時 ,初始充 電轉(zhuǎn)換如圖所示。當開關打開, 電流上升至峰值 VCC/rGS 。充電電流呈指數(shù)下降由cGS、電阻RGS和RDS(ON)確定。

假設:

圖14. FOD3120輸出電流

圖14. FOD3120輸出電流

FOD3120的MOSFET峰值功耗由峰值電流和指數(shù)的延遲時間(t)確定 ,其中:

V = supply voltage;

r= 驅(qū)動MOSFET的Rs與FOD3120的RDS(ON)等效串聯(lián) 電阻之和;

T = 驅(qū)動MOSFET的r和CISS的時間常數(shù)。

在輸出處的結(jié)溫增加是熱阻和輸出驅(qū)動器的RMS功率產(chǎn)品 。在等式(7)中給出計算RMS功率的等式。變量p ,是功率脈沖平均期間的時長 。圖14說明在每LED轉(zhuǎn)換時,都存在驅(qū)動電流脈沖。工作頻率定義 為 1 / (2 x p) 。

該定義通過平衡分析:

利用等式(8) 的初等微積分 , 求解等式(7),RDS=RDS(ON)的定積分:

借助數(shù)學CAD? ,利用幾何方法求解等式。

假設:

t = 3 x 10?6, 3.5 x 10?6 …20 x 10?6

V = 30 V

c = 2730 x 10?12

r1 = 25

RDS = 3.5

R=R1+RDS

Tau=rxc

圖15. 輸出功耗(W) 與G工作頻率(kHz)

圖16表示 , 在驅(qū)動輸出功耗 9 6 m W的FQA9N90C_F109 時 , 容許的最大工作頻率低于20 kHz。主要的限制因素是最壞情況下的技術規(guī)格-輸出驅(qū)動器的RDS(ON)。

如果部件的最大RDS(ON)被指定為: 當工作條件IO 圖 16為1 A時 ,其值接近典型1.0 Q,結(jié)果可能如所示。

假設：

VCC = 30 V

Cgs= 2730 pF

Rds = 1.0Ω

R=r1+RDS(ON)

R1=RGS(CGS-ESR)=25Ω

圖16. 輸出功耗(W) 與 工作頻率(kHz)

圖16說明 , 如果RDS(ON)等于1.0 Q; 在100C和 VCC=30V時驅(qū)動FQA9N90C_F109 MOSFET ,開關頻率可能為150 kHz。

結(jié)論

本應用指南重點介紹了隔離門驅(qū)動電路的可靠性和 性能優(yōu)化的一些方法 。采用通用的公式計算柵極充電傳輸功率 , 該功率供 應給驅(qū)動MOSFET(FQA9N90C_F109)。然而,該分析并沒有描述驅(qū)動器IC內(nèi)的功耗。利用等式(8)計算FOD3120的輸出功率(MOSFET的功耗,是RDS(ON) 、VCC 、驅(qū)動MOSFET的 柵極電容和柵極等效串聯(lián)電阻(ESR)的函數(shù)。

審核編輯：湯梓紅