HPM6750 MCU片內(nèi)16位ADC精度測試

本文導(dǎo)讀

ADC的主要參數(shù)指標(biāo)分為靜態(tài)參數(shù)和動態(tài)參數(shù)兩類，基于這兩類指標(biāo)，本文將對先楫半導(dǎo)體HPM6750 MCU片內(nèi)16位ADC的精度進行全面測試，一起看看結(jié)果怎么樣。

ADC參數(shù)測試原理

1、ADC參數(shù)

國內(nèi)16位SAR型ADC芯片目前較少，MCU內(nèi)置16位SAR型ADC的則更少。如何衡量ADC的性能，參考S*公司帶有16位ADC的MCU芯片S**32H750手冊，分為靜態(tài)參數(shù)、動態(tài)參數(shù)兩部分，如表 1.1、表 1.2所示。

靜態(tài)參數(shù)主要有差分非線性（DNL）、積分非線性（INL），衡量ADC測量直流及低頻信號時的性能。

表 1.1 ADC的靜態(tài)參數(shù)（S**32H750）

動態(tài)參數(shù)主要有有效位數(shù)（ENOB）、信噪失真比（SINAD）、信噪比（SNR）、總諧波失真（THD），衡量ADC測量交流動態(tài)信號時的性能，例如測試1KHz正弦波。

表 1.2 ADC的動態(tài)參數(shù)（S**32H750）

1.2 IEEE1241標(biāo)準(zhǔn)

IEEE1241對ADC器件的指標(biāo)參數(shù)和測試方法進行定義，是一種為ADC器件廠家制定的標(biāo)準(zhǔn)。ADI和TI等廠家的獨立ADC芯片、MCU廠家的片內(nèi)ADC，均遵循該標(biāo)準(zhǔn)的方法，進行靜態(tài)參數(shù)和動態(tài)參數(shù)的測試。 IEEE1241于2000年發(fā)布，較新的版本為IEEE1241-2010。ADC測試評估的主要任務(wù)是確定其電壓傳輸關(guān)系，理想情況下輸入電壓與ADC輸出代碼中點的傳輸關(guān)系是一條直線，每個輸出代碼的寬度相同。實際的電壓傳輸關(guān)系不同于理想情況，IEEE1241標(biāo)準(zhǔn)給出了幾種可選的測試步驟和方法。一種方法是使用斜坡電壓信號，通過復(fù)雜的伺服環(huán)路系統(tǒng)，使用比被測ADC分辨率高得多的DAC，精確步進，得到被測ADC各個LSB的實際跳變電壓。 另一種方法是使用正弦波信號，該信號必須具有比被測ADC預(yù)期信噪失真比（SINAD）至少高20 dB的總諧波失真和噪聲。例如，一個理想16位ADC具有98dB的信噪比（SNR），假設(shè)沒有失真，那么SINAD就為98dB。要想對該ADC進行測試，要求使用一個-118dB以上THD+N的正弦波信號。該低失真正弦信號，可以通過多階帶通濾波器實現(xiàn)，硬件相對簡單。因此使用正弦波信號，是目前主要的ADC測試方法。

EEE1241標(biāo)準(zhǔn)的各章節(jié)中，給出了基于正弦波信號和統(tǒng)計直方圖，實現(xiàn)靜態(tài)參數(shù)DNL、INL，動態(tài)參數(shù)ENOB、SINAD、SNR、THD的測試方法和計算公式。

【6.4節(jié)】給出ADC電壓傳輸關(guān)系的測試方法。使用一個幅度稍微超過ADC測量范圍的純正正弦波，輸入到ADC，獲取多個連續(xù)的采樣數(shù)據(jù)并統(tǒng)計直方圖，由公式（27）計算電壓傳輸關(guān)系。

其中，T[k]是第k個二進制代碼對應(yīng)的電壓值，Hc[k-1]是累計直方圖，S是總采樣點數(shù)。該節(jié)還給出了正弦波頻率和ADC采樣頻率的選擇，每次采集的數(shù)據(jù)點數(shù)，總的采集數(shù)據(jù)點數(shù)，正弦波幅度過載量要求。 【7.4.1節(jié)】給出增益誤差G、失調(diào)電壓Vos的測試方法和計算公式，基于對T[k]的最小二乘法擬合。

【8.2節(jié)】給出積分非線性INL的測試方法。測量值T[k]校正增益和失調(diào)誤差之后，與理想值Tnom[k]相減，它們的差值代入公式（40），計算輸出碼k處的積分非線性ε[k]。

由公式（40）將LSB單位的INL，換算成百分比形式。

【8.4節(jié)】給出差分非線性DNL的測試方法，由公式（43）計算。當(dāng)DNL[k]＜0.9時，輸出碼k被定義為缺失碼（missing code）。

【8.8節(jié)】給出總諧波失真THD的測試方法。ADC 對周期信號進行采樣時，動態(tài)誤差和積分非線性都會導(dǎo)致諧波失真，總諧波失真用于量化此類影響?？傊C波是指一組目標(biāo)諧波分量的均方根值（二次、三次等）與所施加信號均方根值的比值，由公式（50）計算。

該節(jié)給出了目標(biāo)諧波的次數(shù)要求，由輸入正弦波的最低9個諧波組成，包括第2次到第10次。用于計算的采樣數(shù)據(jù)中，應(yīng)該包含整數(shù)個輸入正弦波周期，以最小化頻譜泄漏，例如10個整周期。

【9.2~9.4節(jié)】給出SINAD、SNR、ENOB的測試方法。將指定頻率和幅度的純正正弦波輸入到ADC，首選幅度接近滿量程的大信號，但是不能出現(xiàn)削波（例如95%FS信號）。首先計算噪聲和失真NAD，通過計算測量數(shù)據(jù)波形的DFT頻譜，從頻譜中刪除直流和測試頻率處的分量后，所有剩余傅立葉分量的和方根是NAD，由公式（67）計算。

通過將NAD和Arms代入公式（66），計算SINAD。

通過將NAD、Arm、THD代入公式（69）和（68），計算SNR。

通過將NAD代入公式（70），計算ENOB。其中εQ是理想的量化誤差rms值，等于LSB/√12。

根據(jù)IEEE1241標(biāo)準(zhǔn)的以上計算過程和公式，編寫科學(xué)計算軟件代碼，可以實現(xiàn)各參數(shù)的測量。

測試環(huán)境搭建

2.1 硬件框圖

ADC測試的硬件由正弦波信號源、HPM6750測試板、USB轉(zhuǎn)TTL線、U盤等組成，如圖 2.1所示。正弦波信號源通過SMA連接線，連到HPM6750測試板。

圖 2.1 測試環(huán)境硬件框圖

靜態(tài)參數(shù)測試時，需要大量采樣數(shù)據(jù)，采樣數(shù)據(jù)先存儲在HPM6750測試板的內(nèi)存中，之后多份采樣數(shù)據(jù)存儲到U盤中。動態(tài)參數(shù)測試時，需要的采樣數(shù)據(jù)較少，采集完成之后直接通過HPM6750的UART打印，由TTL轉(zhuǎn)USB線傳輸?shù)?a href="http://www.ttokpm.com/v/tag/1247/" target="_blank">電腦進行計算。

電腦上需要的軟件工具如表 2.1所示。

表 2.1 測試所需的軟件工具

2.2 正弦波信號源

用于測試的正弦波信號需要具有比被測ADC預(yù)期信噪失真比（SINAD）高20 dB左右的總諧波失真和噪聲。一個理想16位ADC具有98dB的信噪比（SNR），如果沒有失真，SINAD為98dB。因此，需要一個-118dB以上THD+N的正弦波信號對16位ADC進行測試。

本測試使用TI 的PSIEVM精密信號注入器，板上有8階帶通濾波器生成低失真正弦波，THD參數(shù)為-123dB，以符合測試要求。PSIEVM板如圖 2.2所示，它的正弦波輸出頻率固定為2KHz，輸出幅度和直流偏移電壓可調(diào)，配套有PC端的GUI界面進行設(shè)置。

圖 2.2 正弦波信號源PSIEVM板

需要注意PSIEVM板的輸出阻抗，需要手工改成50Ω。

2.3 外圍電路要求

HPM6750片內(nèi)ADC的外圍電路設(shè)計，對保證ADC的信噪比，至關(guān)重要。SAR型ADC可以等效理解為一個多輸入端口的比較器，模擬電源AVDD、基準(zhǔn)輸入VREFH、接地平面、輸入通道上的噪聲直接影響ADC輸出代碼的跳動。 本測試使用專用的HPM6750測試板，如圖 2.3。

圖 2.3 HPM6750測試板 HPM6750測試板的ADC外圍電路處理方式如下文所述，硬件設(shè)計時建議參考處理。 【模擬電源AVDD】通過LDO從數(shù)字電源5V獲得低噪聲模擬電源。需要注意LDO的電源抑制比在10kHz及以上頻率時下降，導(dǎo)致高頻紋波和尖峰噪聲仍可以傳導(dǎo)至LDO輸出。建議在LDO之前加入10Ω左右電阻和磁珠與輸入端10uF左右電容，形成低通濾波，濾除高頻紋波與尖峰噪聲。 【基準(zhǔn)VREFH】基準(zhǔn)電路設(shè)計包括兩部分：電容選取、基準(zhǔn)噪聲。VREFH管腳位置的大電容是片內(nèi)SAR型ADC的一部分，此類ADC基于開關(guān)電容電荷重新分配原理，在確定輸出代碼LSB過程中，需要從VREFH管腳獲得瞬態(tài)電荷。例如，使用了兩個10uF的X5R材質(zhì)低ESR陶瓷電容和104電容并聯(lián)，并且在PCB布局時以盡量短的走線和覆銅連接到VREFH管腳，電容的接地焊盤需要就進放置多個過孔至PCB接地平面，以降低連接阻抗。 基準(zhǔn)的噪聲需要選擇低噪聲基準(zhǔn)。例如，使用了低成本的AZ432搭建3.1V基準(zhǔn)，低頻噪聲10uVpp，典型溫漂20ppm。對溫漂有更高要求時，可以選用TPR3525，低頻噪聲50uVpp，典型溫漂10ppm。 【接地平面】AGND和VREHL管腳需要就近放置過孔，連接到接地平面。PCB布局時需要把模擬器件、數(shù)字器件分區(qū)域放置，引導(dǎo)數(shù)字信號的開關(guān)電流不流經(jīng)模擬電路的低平面，以避免串入數(shù)字開關(guān)噪聲。詳細地平面設(shè)計說明參考資料[6]。 【輸入通道】需要注意，本測試中輸入通道不能有普通電容，普通電容的容量隨輸入電壓變化，使得低通截止頻率變化，會引入明顯失真。正常使用時，輸入通道需要限制信號帶寬，例如加入RC低通濾波，限制寬帶噪聲。

使用以上處理，HPM6750測試板的測試數(shù)據(jù)詳見5.1節(jié)的表5.1。

靜態(tài)參數(shù)測試

3.1 測試條件

使用正弦波輸入信號，基于概率密度原理和累計直方圖測試DNL、INL。當(dāng)輸入信號是理想正弦波時，ADC以固定頻率采集，所輸出數(shù)字代碼的出現(xiàn)概率，理論上為固定值，如圖 3.1所示。出現(xiàn)概率通過某一數(shù)字代碼的出現(xiàn)次數(shù)，除以總采樣點數(shù)計算。各個輸出數(shù)字代碼的測試出現(xiàn)概率，與理想出現(xiàn)概率之間的差值，是這個代碼的寬度誤差。統(tǒng)計最大寬度誤差，得到差分非線性DNL。得到DNL之后，DNL的累計誤差是積分非線性INL。

圖 3.1 正弦波輸入時的ADC輸出代碼直方圖

圖 3.1的直方圖高度非線性，不能直接計算，通過累計直方圖實現(xiàn)積分計算，可以實現(xiàn)直方圖線性化（參考資料[3]）。IEEE1241標(biāo)準(zhǔn)6.4、7.4、8.2、8.4節(jié)，給出了以上基于正弦波信號和概率密度直方圖方法的計算過程、公式、及測試條件。

結(jié)合IEEE1241中6.4節(jié)要求，本測試實際使用測試條件設(shè)置如圖 3.1所示。

表 3.1 靜態(tài)參數(shù)測試條件

【輸入信號幅度】IEEE1241的6.4節(jié)描述，輸入信號幅度需要輕微超出ADC測量范圍，過載量根據(jù)輸入噪聲而定。因為在輸入正弦波的波峰、波谷位置，ADC兩個臨近輸出代碼對應(yīng)的輸入電壓差小，容易受噪聲影響。本測試中，選用10%過載量，根據(jù)ADC輸入范圍0~3.1V，PSIEVM輸出正弦波幅度設(shè)置為-0.3~3.4V，offset設(shè)置為1.55V。 【ADC采樣速率】IEEE1241的6.4.1節(jié)描述，采樣速率和輸入信號頻率必須互為質(zhì)數(shù)，實現(xiàn)均勻遍歷到所有的ADC輸出代碼。本測試中，輸入正弦波頻率2KHz，采樣速率664Ksps，每個周期獲得332個采樣點，具有332個不同輸出代碼，通過小數(shù)位頻率和大量采樣點，實現(xiàn)均勻遍歷所有的輸出代碼。 【采樣點數(shù)】IEEE1241的6.4.1節(jié)描述，每一次采集的連續(xù)采樣點數(shù)，包含整數(shù)個輸入信號周期。這樣保證每次的采樣點在0~2π的相位上均勻分布。因為會使得多次采集的數(shù)據(jù)進行拼接時，輸出代碼的出現(xiàn)概率均勻分布。本測試中，每次采樣點數(shù)約120K。 IEEE1241的6.4.3節(jié)描述，根據(jù)概率密度進行測試時，樣本數(shù)量與測試精度、置信度的計算公式。本測試中使用大約30M采樣點進行計算，存儲在U盤中。

3.2 測試步驟

靜態(tài)參數(shù)測試時，單次的連續(xù)采樣數(shù)據(jù)，MCU先存儲在HPM6750測試板的內(nèi)存中，然后順序存到U盤中，將多份采樣數(shù)據(jù)拼接成幾十兆采樣點的數(shù)據(jù)記錄文件，用于參數(shù)計算。測試的步驟如下。

(1) PC上位機設(shè)定正弦波信號源PSIEVM的頻率頻率、幅度、失調(diào)，使能輸出；

(2) Segger Embedded Studio環(huán)境中啟動ADC采集數(shù)據(jù)，并存儲到U盤；

(3) U盤中的數(shù)據(jù)記錄文件復(fù)制到電腦，數(shù)據(jù)文件的路徑寫入科學(xué)計算軟件；

(4) 運行科學(xué)計算軟件代碼計算DNL、INL；

(5) 查看科學(xué)計算軟件輸出的圖表和數(shù)據(jù)。

3.3 測試數(shù)據(jù)

本測試中從U盤讀取的33M采樣數(shù)據(jù)文件大小為128MB，導(dǎo)入科學(xué)計算軟件獲得的輸出代碼直方圖如圖 3.2所示，其中橫軸X為ADC的輸出代碼值，縱軸Y為該代碼的出現(xiàn)次數(shù)，以對數(shù)坐標(biāo)顯示?？梢钥吹綀D 3.2包含了0~65535個輸出代碼，符合16位ADC的輸出代碼個數(shù)。

圖 3.2 采樣數(shù)據(jù)直方圖

3.3.1 DNL

采樣數(shù)據(jù)通過科學(xué)計算軟件計算得到的DNL，如圖 3.3所示，DNL最大值為+1.1~-0.92LSB。

圖 3.3 DNL測試數(shù)據(jù)

3.3.2 INL

采樣數(shù)據(jù)通過科學(xué)計算軟件計算得到的INL，如圖 3.4所示，INL最大值為+4~-4.2LSB。

圖 3.4 INL測試數(shù)據(jù)

3.3.3 小結(jié)

根據(jù)以上測試數(shù)據(jù)，HPM6750片內(nèi)16位ADC測得DNL為+1.1/-0.92LSB，INL為+4/-4.2LSB。

動態(tài)參數(shù)測試

4.1 測試條件

使用正弦波輸入信號，基于FFT頻譜分析，從頻譜成分計算出SINAD、ENOB、SNR、THD參數(shù)。將噪聲和諧波成分等效到ADC輸入端，根據(jù)理想ADC的信噪比公式，可以得到有效位數(shù)ENOB。IEEE1241的9.2~9.4節(jié)，描述基于FFT方法的ENOB等參數(shù)計算過程、公式、及測試條件。

結(jié)合IEEE1241要求，本測試實際使用測試條件設(shè)置如表 1.1所示。

表 4.1 動態(tài)參數(shù)測試條件

【輸入信號幅度】IEEE1241的9.2.3節(jié)描述，輸入信號幅度接近ADC的滿量程，但是不能出現(xiàn)削波。因為信噪比SNR和失真THD直接和輸入信號幅值相關(guān)，但是幅度過大，接近削波時，將出現(xiàn)明顯失真。本測試中選用93%FS，根據(jù)ADC輸入范圍0~3.1V，PSIEVM輸出正弦波幅度設(shè)置為0.0775~3.0225V，offset設(shè)置為1.55V。 【采樣速率】IEEE1241的9.3節(jié)描述，可選相干采樣，或非相干采樣加窗。本測試中選用后者，為了衡量ADC性能，采樣速率選用最高值2MSPS。 【采樣點數(shù)】IEEE1241的9.4.3節(jié)描述，采樣點數(shù)增加時，隨機噪聲對正弦波測試結(jié)果的影響降低，可重復(fù)性更好。采樣點數(shù)不應(yīng)過多，以免正弦波信號源或ADC時鐘信號中的頻率漂移或相位噪聲影響結(jié)果。本測試中選用20個整周波采樣點數(shù)，即20K samples。

4.2 測試步驟

動態(tài)參數(shù)測試時，采樣數(shù)據(jù)需要較少，ADC采集20個輸入信號周期的連續(xù)數(shù)據(jù)，采集完成之后通過HPM6750的UART打印，通過TTL轉(zhuǎn)USB線傳輸?shù)诫娔X進行計算。

(1) PC上位機設(shè)定正弦波信號源PSIEVM的頻率頻率、幅度、失調(diào)，使能輸出；

(2) Segger Embedded Studio環(huán)境中啟動ADC采集數(shù)據(jù)，并通過UART打?。?/p>

(3) 采樣數(shù)據(jù)文件的路徑寫入科學(xué)計算軟件；

(4) 運行科學(xué)計算軟件代碼計算ENOB等參數(shù)；

(5) 查看科學(xué)計算軟件輸出的圖表和數(shù)據(jù)。

4.3 測試數(shù)據(jù)

本測試中從UART打印20K點數(shù)據(jù)，導(dǎo)入科學(xué)計算軟件看到的原始數(shù)據(jù)波形如圖 4.1所示，可以看到波形幅值接近滿量程。

圖 4.1 動態(tài)參數(shù)測試數(shù)據(jù)的原始波形

4.4 ENOB、SINAD、SNR、THD

通過科學(xué)計算軟件計算輸出的頻譜如圖 4.2，藍色是輸入信號，紅色是諧波，黑色是噪聲。

圖 4.2 動態(tài)參數(shù)測試數(shù)據(jù)的頻譜

通過科學(xué)計算軟件計算輸出的動態(tài)參數(shù)值如表 4.2。需要注意動態(tài)參數(shù)測試與噪聲相關(guān)，容易受干擾，需參考2.3節(jié)的描述仔細設(shè)計ADC外圍電路。

表 4.2 動態(tài)參數(shù)測試數(shù)據(jù)

HPM6750片內(nèi)16位ADC的采樣速率最高可以設(shè)置至4MSPS，這種情況下的動態(tài)參數(shù)測試值如表 4.3?？梢钥吹?，ENOB等參數(shù)有一定幅度下降，需要更高采樣速率而不是更高精度時，可以選擇使用該設(shè)置。

表 4.3 動態(tài)參數(shù)測試數(shù)據(jù)（4MSPS）

4.5 小結(jié)

根據(jù)以上測試數(shù)據(jù)，HPM6750片內(nèi)16位ADC在2MSPS最高采樣速率下，測得ENOB為12.1位，SINAD為74.6dB，SNR為74.7dB，THD為-88.9dB。

采樣速率最高可支持至4MSPS，測得ENOB為11位。

測試總結(jié)

5.1 實測參數(shù)與手冊參數(shù)對比

匯總以上測試數(shù)據(jù)，HPM6750片內(nèi)16位ADC的靜態(tài)參數(shù)和動態(tài)參數(shù)如表 5.1所示。表中與HPM6750手冊中的參數(shù)進行了對比，可以看到實測參數(shù)基本與手冊符合。

表 5.1 實測參數(shù)與手冊參數(shù)

如下表，靜態(tài)參數(shù)部分與國外領(lǐng)先廠家的同類型SOC片內(nèi)16位ADC參數(shù)進行對比。HPM6750的靜態(tài)參數(shù)較好，DNL優(yōu)于對比型號。INL約為±4LSB，優(yōu)于S**32H750，與Lxx553x接近。

表 5.2 與國外廠家的靜態(tài)參數(shù)對比

如下表，動態(tài)參數(shù)部分與國外領(lǐng)先廠家的同類型SOC片內(nèi)16位ADC參數(shù)進行對比。HPM6750的動態(tài)參數(shù)與對比型號基本在同一水平，ENOB為12.1位，S**32H750為12.2位，Lxx553x為11.8位。

表 5.3 與國外廠家的動態(tài)參數(shù)對比

通過以上對比，HPM6750片內(nèi)16位ADC的實測數(shù)據(jù)具有與同類型號S**32H750、Lxx553x幾乎等同的性能，ENOB有效位數(shù)為12位，INL較好約±4LSB。

5.2 有效位數(shù)的區(qū)別

對于高分辨率ADC，關(guān)注實際能做到多少位，但是大部分情況下不具備搭建IEEE1421中正弦波測試環(huán)境的條件，測試有效位數(shù)ENOB。通常使用測量DC電壓的方式，統(tǒng)計輸出數(shù)據(jù)不跳動的位數(shù)，檢查ADC的無噪聲分辨率NFR。需要區(qū)分無噪聲分辨率NFR，不等同于手冊中的有效位數(shù)ENOB。NFR是測量直流或低頻信號時，所關(guān)注的不跳動位數(shù)，而ENOB是測量交流動態(tài)信號關(guān)注的有效位數(shù)。NFR測量的是噪聲的峰峰值，但沒有包括ADC的非線性，ENOB測量的是噪聲的均方值，還包括了ADC的非線性。高速ADC的手冊中通常只標(biāo)注動態(tài)參數(shù)ENOB，沒有標(biāo)注NFR，但是在ADC的非線性遠小于噪聲的峰峰值的情況下，可以從動態(tài)參數(shù)ENOB，估算能夠獲得的NFR。 【無噪聲分辨率NFR的測試方法及計算】無噪聲分辨率衡量ADC能夠測量到最小直流信號，測試方法：輸入端接地，或連接到一個通過大電容深度去耦低噪聲的直流電壓，然后采集大量采樣點，并將其表示為直方圖。外圍電路設(shè)計良好時，等效到ADC輸入端的噪聲為白噪聲，直方圖呈正態(tài)分布。直方圖的代碼分布個數(shù)，表示峰峰值噪聲，對應(yīng)無噪聲分辨率。 【有效位數(shù)ENOB的測試方法及計算】有效位數(shù)衡量ADC能夠測量到的最小交流信號。測試方法：輸入正弦信號，對采樣數(shù)據(jù)進行FFT分析，計算所有噪聲（包括量化噪聲）和失真項的和方根值SINAD，并等效為ADC輸入噪聲，代替SNR，根據(jù)理想N位ADC的理論SNR公式，換算位數(shù)N。

SNR = 6.02N + 1.76dB

【通過ENOB估算NFR】根據(jù)參考資料[5]，針對交流輸入信號的ENOB，與直流低頻信號的無噪聲分辨率NFR，有如下的換算關(guān)系：

ENOB = NFR+0.92

對于直流低頻信號，ADC的ENOB約比NFR大1位（0.92位）。但是以上計算過程，沒有考慮ADC非線性，外圍電路噪聲、以及輸入信號噪聲影響，是理想情況下能獲得的無噪聲分辨率NFR。實際電路中，NFR與外圍電路直接相關(guān)，ADC外圍AVDD管腳、VFEFH管腳、接地平面，以及直流輸入信號自身的噪聲，均會直接影響ADC輸出代碼跳動，需要仔細設(shè)計外圍電路和PCB（參考資料[6]），才能獲得預(yù)期的無噪聲分辨率。 測量直流低頻信號時，除了硬件措施，對高速ADC輸出代碼做數(shù)字平均濾波，是提高無噪聲分辨率的有效方法。HPM6750片內(nèi)16位ADC，做數(shù)字平均之后的無噪聲分辨率如表 5.4所示。被測的信號是一節(jié)1.5V干電池，可以看到平均4次之后，NFR為11位以上；平均32次之后，NFR為12位以上。

表 5.4 HPM6750數(shù)字平均之后的無噪聲分辨率

審核編輯 ：李倩