交錯(cuò)式ADC的基礎(chǔ)知識

在當(dāng)今市場的許多細(xì)分市場中，交錯(cuò)模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）在許多應(yīng)用中具有多種優(yōu)勢。在通信基礎(chǔ)設(shè)施中，除了對數(shù)字預(yù)失真（DPD）等線性化技術(shù)有更寬的帶寬要求外，人們還在不斷推動(dòng)更高的采樣速率ADC，以允許多頻段、多載波無線電。在軍事和航空航天領(lǐng)域，更高的采樣速率ADC允許多用途系統(tǒng)可用于通信、電子監(jiān)控和雷達(dá)等。在工業(yè)儀器儀表中，對更高采樣速率ADC的需求總是在增加，以便能夠充分、準(zhǔn)確地測量更高速的信號。

首先，要準(zhǔn)確了解交錯(cuò)式ADC的含義。要理解交錯(cuò)，最好看看實(shí)際發(fā)生了什么以及它是如何實(shí)現(xiàn)的。有了基本的了解，就可以討論交錯(cuò)的好處。當(dāng)然，正如許多人所知，沒有免費(fèi)的午餐，因此需要評估和評估交錯(cuò)的挑戰(zhàn)。

關(guān)于交錯(cuò)

當(dāng)ADC交錯(cuò)時(shí)，使用兩個(gè)或多個(gè)具有定義時(shí)鐘關(guān)系的ADC同時(shí)對輸入信號進(jìn)行采樣，并產(chǎn)生組合輸出信號，從而在單個(gè)ADC的某個(gè)倍數(shù)處產(chǎn)生采樣帶寬。利用m個(gè)ADC可將有效采樣速率提高m倍。為了簡單易懂，我們將重點(diǎn)介紹兩個(gè)ADC的情況。在這種情況下，如果兩個(gè)ADC，每個(gè)ADC的采樣速率為fS，交錯(cuò)，合成采樣率僅為 2× FS.這兩個(gè)ADC必須具有時(shí)鐘相位關(guān)系，交錯(cuò)才能正常工作。時(shí)鐘相位關(guān)系由公式1決定，其中n是特定的ADC，m是ADC的總數(shù)。

例如，兩個(gè)采樣速率為100 MSPS的ADC交錯(cuò)在一起，以實(shí)現(xiàn)200 MSPS的采樣速率。在這種情況下，公式1可用于推導(dǎo)兩個(gè)ADC的時(shí)鐘相位關(guān)系，由公式2和公式3給出。

現(xiàn)在時(shí)鐘相位關(guān)系已知，可以檢查樣本的結(jié)構(gòu)。圖1直觀地顯示了兩個(gè)100 MSPS交錯(cuò)ADC的時(shí)鐘相位關(guān)系和樣本結(jié)構(gòu)。請注意 180° 時(shí)鐘相位關(guān)系以及樣本的交錯(cuò)方式。輸入波形由兩個(gè)ADC交替采樣。在這種情況下，交錯(cuò)通過使用200 MHz時(shí)鐘輸入來實(shí)現(xiàn)，該輸入除以2倍和每個(gè)ADC所需的時(shí)鐘相位。

圖1.兩個(gè)交錯(cuò)式100 MSPS ADC — 基本原理圖。

圖 2 顯示了此概念的另一個(gè)表示形式。通過交錯(cuò)這兩個(gè)100 MSPS ADC，采樣速率增加到200 MSPS。這將每個(gè)奈奎斯特區(qū)從50 MHz擴(kuò)展到100 MHz，使可用帶寬翻倍。增加的操作帶寬為許多細(xì)分市場中的應(yīng)用帶來了許多優(yōu)勢。無線電系統(tǒng)可以增加支持的頻段數(shù)量，雷達(dá)系統(tǒng)可以提高空間分辨率，測量設(shè)備可以實(shí)現(xiàn)更大的模擬輸入帶寬。

圖2.兩個(gè)交錯(cuò)式100 MSPS ADC——時(shí)鐘和采樣。

交錯(cuò)的好處

交錯(cuò)的好處跨越市場的多個(gè)部分。交錯(cuò)最理想的好處是交錯(cuò)ADC的更寬奈奎斯特區(qū)可以增加帶寬。同樣，以兩個(gè)100 MSPS ADC交錯(cuò)產(chǎn)生200 MSPS的采樣速率為例，圖3顯示了兩個(gè)ADC交錯(cuò)允許的更寬帶寬。這為許多不同的應(yīng)用創(chuàng)造了優(yōu)勢。隨著蜂窩標(biāo)準(zhǔn)增加信道帶寬和工作頻段數(shù)量，對ADC可用帶寬的要求也越來越高。此外，在軍事應(yīng)用中，對更好的空間識別以及后端通信中增加信道帶寬的要求要求ADC具有更高的帶寬。由于這些領(lǐng)域?qū)挼男枨笤黾?，因此需要精確測量這些信號。因此，測量設(shè)備增加了對更高帶寬的需求，以便正確采集和測量這些具有更高帶寬的信號。許多設(shè)計(jì)中的系統(tǒng)要求本質(zhì)上都領(lǐng)先于商用ADC技術(shù)。交錯(cuò)允許縮小其中一些間隙。

圖3.兩個(gè)交錯(cuò)式ADC——奈奎斯特區(qū)。

更高的采樣速率為這些應(yīng)用提供了更多的帶寬，但也允許更容易的頻率規(guī)劃，并降低通常用于ADC輸入端的抗混疊濾波器的復(fù)雜性和成本。有了所有這些好處，人們不得不想知道要付出的代價(jià)是什么。與大多數(shù)事情一樣，沒有免費(fèi)的午餐。交錯(cuò)式ADC提供了更高的帶寬和其他不錯(cuò)的優(yōu)勢，但在處理交錯(cuò)式ADC時(shí)會(huì)出現(xiàn)一些挑戰(zhàn)。

交錯(cuò)的挑戰(zhàn)

交錯(cuò)ADC時(shí)，有一些挑戰(zhàn)和需要注意的事項(xiàng)。輸出頻譜中會(huì)出現(xiàn)雜散，這是由交錯(cuò)ADC相關(guān)的缺陷引起的。這些缺陷基本上是交錯(cuò)的兩個(gè)ADC之間的不匹配。有四種基本的失配會(huì)導(dǎo)致輸出頻譜中的雜散。這些是失調(diào)失配、增益失配、時(shí)序失配和帶寬失配。

其中最容易理解的可能是兩個(gè)ADC之間的失調(diào)失配。每個(gè)ADC都有一個(gè)關(guān)聯(lián)的直流失調(diào)值。當(dāng)兩個(gè)ADC交錯(cuò)采集，并在兩個(gè)ADC之間交替來回采集樣本時(shí)，每個(gè)連續(xù)采樣的直流失調(diào)都會(huì)發(fā)生變化。圖4舉例說明了每個(gè)ADC如何擁有自己的直流失調(diào)，以及交錯(cuò)輸出如何在這兩個(gè)直流失調(diào)值之間有效地來回切換。輸出以f的速率在這些偏移值之間切換S/2，這將導(dǎo)致位于 f 處的輸出頻譜出現(xiàn)雜散S/2.由于失配本身沒有頻率分量，并且僅在直流時(shí)，因此輸出頻譜中出現(xiàn)的雜散頻率僅取決于采樣頻率，并且始終以f fS/2.雜散的大小取決于ADC之間的失調(diào)失配幅度。不匹配越大，雜散就越大。為了最小化失調(diào)失配引起的雜散，無需將每個(gè)ADC中的直流失調(diào)完全歸零。這樣做會(huì)濾除信號中的任何直流成分，不適用于使用零中頻（ZIF）架構(gòu)的系統(tǒng)，其中信號內(nèi)容真實(shí)而復(fù)雜，包括直流數(shù)據(jù)。相反，更合適的技術(shù)是將其中一個(gè)ADC的失調(diào)與另一個(gè)ADC相匹配。選擇一個(gè)ADC的失調(diào)作為基準(zhǔn)電壓源，另一個(gè)ADC的失調(diào)設(shè)置為盡可能接近該值。偏移值匹配得越好，產(chǎn)生的雜散在 f 處越低S/2.

圖4.偏移不匹配。

交錯(cuò)時(shí)要注意的第二個(gè)失配是ADC之間的增益失配。圖5給出了兩個(gè)交錯(cuò)轉(zhuǎn)換器之間的增益失配表示。在這種情況下，不匹配存在頻率分量。為了觀察這種失配，必須向ADC施加一個(gè)信號。在失調(diào)失配的情況下，無需信號即可查看兩個(gè)ADC的固有直流失調(diào)。在增益失配的情況下，除非存在信號并且可以測量增益失配，否則無法看到增益失配。增益失配將導(dǎo)致輸出頻譜中出現(xiàn)與輸入頻率和采樣速率相關(guān)的雜散，并將出現(xiàn)在fS/2 ± f在.為了最小化增益失配引起的雜散，采用了與失調(diào)失配類似的策略。其中一個(gè)ADC的增益被選為基準(zhǔn)電壓源，另一個(gè)ADC的增益設(shè)置為盡可能接近該增益值。每個(gè)ADC的增益值相互匹配得越好，產(chǎn)生的雜散在輸出頻譜中就越少。

圖5.增益不匹配。

接下來，我們必須檢查兩個(gè)ADC之間的時(shí)序不匹配。時(shí)序失配有兩個(gè)分量：ADC模擬部分的群延遲和時(shí)鐘偏斜。ADC內(nèi)的模擬電路具有相關(guān)的群延遲，兩個(gè)ADC之間的值可能不同。此外，時(shí)鐘偏斜在每個(gè)ADC中都有一個(gè)孔徑不確定性分量，并且有一個(gè)與輸入到每個(gè)轉(zhuǎn)換器的時(shí)鐘相位精度相關(guān)的分量。圖6直觀地顯示了ADC中時(shí)序失配的機(jī)制和影響。與增益失配雜散類似，時(shí)序失配雜散也是輸入頻率和采樣速率的函數(shù)，出現(xiàn)在fS/2 ± f在.

圖6.時(shí)序不匹配。

為了最小化產(chǎn)生的雜散，需要通過每個(gè)轉(zhuǎn)換器模擬部分的群延遲與良好的電路設(shè)計(jì)技術(shù)進(jìn)行適當(dāng)匹配。此外，時(shí)鐘路徑設(shè)計(jì)需要緊密匹配，以盡量減少孔徑不確定性差異。最后，需要精確控制時(shí)鐘相位關(guān)系，使兩個(gè)輸入時(shí)鐘盡可能接近180°。與其他不匹配一樣，目標(biāo)是嘗試最小化導(dǎo)致時(shí)序不匹配的機(jī)制。

最后一個(gè)不匹配可能是最難理解和處理的：它是帶寬不匹配。如圖7所示，帶寬失配具有增益和相位/頻率分量。這使得帶寬不匹配更加困難，因?yàn)樗瑏碜云渌麅蓚€(gè)不匹配參數(shù)的組件。然而，在帶寬不匹配的情況下，我們在不同的頻率下看到不同的增益值。此外，帶寬具有定時(shí)分量，導(dǎo)致不同頻率的信號通過每個(gè)轉(zhuǎn)換器具有不同的延遲。最小化帶寬失配的最佳方法是采用非常好的電路設(shè)計(jì)和布局實(shí)踐，以最大程度地減少ADC之間的帶寬不匹配。每個(gè)ADC匹配得越好，產(chǎn)生的雜散就越小。正如增益和時(shí)序失配導(dǎo)致輸出頻譜在f處產(chǎn)生雜散一樣S/2 ± f在，帶寬失配也會(huì)導(dǎo)致相同頻率下的雜散。

圖7.帶寬不匹配。

既然我們已經(jīng)討論了四種不同的失配，它們在交錯(cuò)ADC時(shí)會(huì)導(dǎo)致問題，很明顯已經(jīng)出現(xiàn)了一個(gè)共性。四個(gè)失配中的三個(gè)在f處的輸出頻譜中產(chǎn)生雜散S/2 ± f在.失調(diào)失配雜散很容易識別，因?yàn)樗鼏为?dú)位于fS/2，可以相當(dāng)容易地得到補(bǔ)償。增益、時(shí)序和帶寬失配都會(huì)在f處產(chǎn)生雜散。S/2 ± f在在輸出頻譜中，所以問題是如何識別每個(gè)頻譜的貢獻(xiàn)。圖8提供了從交錯(cuò)ADC的不同失配中識別雜散源的過程的快速可視化指南。

圖8.交錯(cuò)不匹配的相互關(guān)聯(lián)性質(zhì)。

如果僅從增益失配來看，則屬于低頻或直流失配類型。通過在接近直流的低頻下進(jìn)行增益測量，然后在較高頻率下執(zhí)行增益測量，可以將帶寬失配的增益分量與增益失配分開。增益失配不像帶寬失配的增益分量那樣是頻率的函數(shù)。時(shí)序不匹配也采用類似的方法。在接近直流的低頻下進(jìn)行測量，然后在較高頻率下進(jìn)行后續(xù)測量，以將帶寬失配的時(shí)序分量與時(shí)序失配分開。

結(jié)論

最新的通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)、尖端的雷達(dá)技術(shù)和超高帶寬測量設(shè)備似乎不斷超越現(xiàn)有的ADC技術(shù)。他們的要求促使ADC的用戶和制造商開發(fā)滿足這些需求的方法。交錯(cuò)式ADC允許以比提高典型ADC轉(zhuǎn)換速率的傳統(tǒng)路徑更快的速度實(shí)現(xiàn)更大的帶寬。通過采用兩個(gè)或多個(gè)ADC并將它們交錯(cuò)在一起，可以增加可用帶寬，并且可以更快地滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。然而，交錯(cuò)ADC并非免費(fèi)，ADC之間的失配也不容忽視。即使不匹配確實(shí)存在，了解它們以及如何適當(dāng)?shù)靥幚硭鼈円部梢允乖O(shè)計(jì)人員更智能地使用這些交錯(cuò)式ADC，并滿足其最新系統(tǒng)設(shè)計(jì)不斷增長的需求。

審核編輯：郭婷