您真的能從運算放大器獲得ppm精度嗎

工業(yè)和醫(yī)療設計不斷推動提高產(chǎn)品的準確性和速度。模擬集成電路行業(yè)總體上跟上了速度要求，但在精度要求方面卻落后了。1 ppm精度系統(tǒng)正在向發(fā)展，尤其是現(xiàn)在1 ppm線性ADC正變得越來越普遍。本文介紹運算放大器精度限制，以及如何選擇少數(shù)幾款精度為1 ppm的運算放大器。我們還將討論對現(xiàn)有運算放大器限制的一些應用改進。

準確性與數(shù)字有關：系統(tǒng)與預期數(shù)值的接近程度。精度是關于以數(shù)字表示的數(shù)值的深度。在本文中，我們將使用精度作為術語，包括系統(tǒng)測量的所有限制，例如噪聲、失調(diào)、增益誤差和非線性。許多運算放大器在ppm級時有一些誤差項，但沒有一個運算放大器在ppm級時具有所有誤差。例如，斬波放大器可以提供ppm級失調(diào)電壓、直流線性度和低頻噪聲，但它們在頻率下存在輸入偏置電流和線性度問題。雙極性放大器可以提供低寬帶噪聲和良好的線性度，但其輸入電流仍會導致電路內(nèi)誤差（因此，我們將使用術語應用來表示在線誤差）。MOS放大器具有出色的偏置電流，但在低頻噪聲和線性度方面通常存在缺陷。

在本文中，我們將傳遞函數(shù)中1 ppm非線性的粗略等價性用作諧波失真的–120 dBc失真。

非 ppm 放大器類型

讓我們討論一下我們拒絕的放大器類型，因為它不是高度線性的。線性度最低的是所謂的視頻或線路驅(qū)動器放大器。這些寬帶放大器具有可怕的直流精度：偏移在幾毫伏和偏置電流在1 μA至50 μA范圍內(nèi)，并且通常具有較差的1/f噪聲。直流時的預期精度為0.3%至0.1%，但交流失真范圍為–55 dBc至–90 dBc（線性度為2000 ppm至30 ppm）。

下一類是較舊的經(jīng)典運算放大器設計，如OP-07，它們可能具有高增益、CMRR和PSRR，以及良好的失調(diào)和噪聲，但無法實現(xiàn)優(yōu)于–100 dBc的失真，尤其是在1 kΩ或更重的負載下。

然后是便宜的放大器，無論是新的還是舊的，當負載超過10 kΩ時，它們不能達到–100 dBc的最佳溫度。

有運算放大器的音頻放大器類。它們相當便宜，而且它們的失真可能非常好。但是，它們不是為提供良好的偏移或良好的1/f噪聲而設計的。它們也無法提供超過 10 kHz 的失真。

有些運算放大器旨在線性支持MHz信號。它們通常始終是雙極性的，并且具有較大的輸入偏置電流和1/f噪聲。該應用領域的性能更像是–80 dBc至–100 dBc，而這些運算放大器的ppm性能并不實用。

電流反饋放大器也無法支持深度線性度，甚至不能支持適度的精度，無論其壓擺率有多寬或多大。它們的輸入級有一堆誤差源，沒有太多的增益、輸入或電源抑制。電流反饋放大器還具有熱漂移，可大大延長精細建立時間。

然后我們有現(xiàn)代通用放大器。它們通常具有1 mV失調(diào)和1/f微伏噪聲。它們支持 –100 dBc 失真，但在重載時通常不支持。

運算放大器誤差源

圖1所示為添加了交流和直流誤差源的簡化運算放大器框圖。拓撲結(jié)構(gòu)為單極點放大器，輸入功率為 gm驅(qū)動緩沖為輸出的增益節(jié)點。雖然有許多運算放大器拓撲，但所示的誤差源適用于所有拓撲。

圖1.簡化的運算放大器和誤差源。

輸入噪聲

我們有一個輸入噪聲電壓V噪聲具有寬帶和 1/f 光譜內(nèi)容。如果噪聲的幅度與系統(tǒng)LSB相似或更大，則無法準確測量信號。例如，如果我們有6 nV/√Hz寬帶噪聲和100 kHz系統(tǒng)帶寬，則輸入端的噪聲為1.9 μV rms。我們可以將這種噪聲濾除：例如，將帶寬降至1 kHz，噪聲降至0.19 μV rms，或約1 μV p-p（峰峰值）。頻域中的低通濾波會降低噪聲幅度，ADC輸出隨時間推移的平均值也會降低。

然而，1/f噪聲實際上無法濾除或平均，因為它太慢了。1/f噪聲通常以0.1 Hz至10 Hz頻譜中產(chǎn)生的峰峰值電壓噪聲為特征。大多數(shù)運算放大器的低頻噪聲在1 μV p-p至6 μV p-p之間，因此不適合直流精度ppm電平，尤其是在提供增益時。

圖 2 示出了一款良好的高準確度放大器 LT1468 的電流和電壓噪聲。

圖2.LT1468 輸入電壓和電流噪聲。

在圖1的輸入端，我們還有偏置電流噪聲源I噪音+和我噪聲–.它們包含寬帶和 1/f 光譜內(nèi)容。我噪聲與應用電阻相乘，成為更多的輸入電壓噪聲。通常，兩個電流噪聲是不相關的，不會在輸入電阻相等時抵消，而是以均方根方式加法。很多時候我噪聲應用電阻超過 V 的次數(shù)噪聲在 1/F 區(qū)域。

輸入共模抑制和失調(diào)誤差

下一個錯誤源是 VCMRR.這體現(xiàn)了共模抑制比規(guī)范，其中失調(diào)電壓相對于兩個電源軌（所謂的共模電壓，V厘米).使用的符號表示箭頭處的供應相互作用，穿過它的分段線表示它是可變的，但可能不是線性的。CMRR對信號的主要影響是線性部分與增益誤差無法區(qū)分。非線性部分將是失真。圖 3 顯示了 LT6018 的 CMRR。添加的線在曲線發(fā)散為過載之前與 CMRR 曲線的極值點相交。該線的斜率給出CMRR = 133 dB。每 30 V 量程，CMRR 曲線與完美線僅相差約 0.5 μV，這是一個非常成功的亞 ppm 輸入。其他放大器可以具有更大的曲率。

圖3.LT6018 輸入失調(diào)電壓與 V 的關系厘米.

失調(diào)電壓（V操作系統(tǒng)） 將在此處歸入 CMRR。斬波放大器的輸入失調(diào)低于10 μV，相對于2 V p-p至10 V p-p的典型信號，接近單ppm誤差。即使是最好的ADC，通常也有高達100 μV的失調(diào)。因此，失調(diào)的責任并不在于運算放大器;無論如何，系統(tǒng)必須自動歸零。與輸入信號的共模電平相關聯(lián)的是ICMRR，這是輸入偏置電流及其隨電源的變化。虛線表明偏置電流隨電壓變化，也可能不是線性的。有四個我CMRRs，因為兩個輸入都可以具有獨立的偏置電流和電平依賴性，并且因為兩個電源獨立地改變每個輸入。I的電路效應CMRRs（總和形成偏置電流）是乘以應用電路電阻以增加整個電路偏移。圖 4 顯示了 LT1468 的偏置電流與 V 的關系厘米（我中新公路貨運規(guī)范）。添加的線所示的斜率為~8 nA/V，使用1 kΩ應用電阻時為8 μV/V，或低ppm誤差。與直線的偏差約為15 nA，在1 kΩ應用環(huán)境中，在26 V量程內(nèi)產(chǎn)生15 μV誤差，或0.6 ppm非線性。

圖4.LT1468 輸入偏置電流與 V 的關系厘米.

輸入級失真

圖1顯示了輸入級，它通常是由一對差分晶體管制成的轉(zhuǎn)導體。圖5頂部顯示了各種差分放大器類型的集電極或漏極電流與差分輸入電壓的關系。我們仿真一個簡單的雙極性對，一個我們稱之為聰明雙極性的跨導線性電路，一個亞閾值（即非常大的）MOS差分對，一個帶有發(fā)射極電阻的雙極對（在圖5中退化），以及一個較小的MOS對，工作在亞閾值區(qū)域并進入其平方律狀態(tài)。所有差分放大器均采用100 μA尾電流進行仿真。

圖5.各種差分放大器的輸出電流和跨導與輸入電壓的關系。

在我們顯示跨導與V之前，沒有很多信息是顯而易見的在，如圖 5 底部所示?？鐚В╣m） 是輸出電流相對于輸入電壓的導數(shù)，由 LTspice 仿真器生成。語法必須 d（） 在數(shù)學上等于 d（）/d（V?INP).g的非平整度m是運算放大器在頻率下的基本失真機制。

直流時，運算放大器的開環(huán)電壓增益為~gm（建議1||R2），假設輸出緩沖器增益大約為單位。R1和R2表示信號路徑中各種晶體管的輸出阻抗，每個晶體管都連接到電源軌或其他電源軌。這是運算放大器增益有限的基礎。R1 和 R2 不保證是線性的;它們是空載失真或非線性的原因。除了線性度之外，我們需要接近或超過100萬的增益才能獲得ppm增益精度。

觀察標準雙極曲線，我們看到它具有該組中最大的跨導，但當輸入從零伏移動時，跨導會迅速消失。這是值得關注的——線性度的基本要求是恒定增益或gm.另一方面，誰在乎放大器電壓增益如此之高，以至于差分輸入只會隨著輸出移動伏特而移動微伏？是時候介紹 C 語言了比較.

C比較（C 的平行線康普和 C康普姆） 吸收大部分 gm的輸出電流隨頻率變化。它設置放大器的增益帶寬積（GBW）。GBW確定，在頻率f下，放大器將具有GBW/f的開環(huán)增益。如果放大器在f = GBW/10時輸出1 V p-p，閉環(huán)增益為+1，則輸入之間的峰值為100 mV p-p。這是平衡的±50 mV。請注意，圖5所示的標準雙極性曲線在±50 mV時損失了約一半的增益，保證了巨大的失真。然而，聰明的雙極僅損失了13%的收益，亞閾值MOS損失了26%，退化的雙極損失了12%，平方律MOS損失了15%。

圖6顯示了輸入級的失真與幅度的關系。這將出現(xiàn)在應用電路的輸出端（乘以噪聲增益）。您可能會得到比這更多的輸出失真，但不會更少。

圖6.輸入級的總諧波失真與差分輸入電壓的關系。

排除巧妙的雙極性級，差分放大器顯示失真與輸入的平方成正比。在單位增益應用中，輸出失真貢獻等于輸入失真。這是大多數(shù)運算放大器的主要失真源。

考慮具有雙極性輸入的單位增益緩沖器。對于 V 的輸出外峰峰值伏特，輸入差分信號為

我們估計

和

其中 G噪聲是應用的噪聲增益。

1 ppm的非線性度相當于–120 dBc諧波失真，即0.0001%。假設放大器具有雙極性輸入級、15 MHz GBW，輸出5 V p-p作為緩沖器，公式2告訴我們，該線性度的最大頻率僅為548 Hz。這假設放大器在較低頻率下至少是線性的。當然，當放大器提供增益時，噪聲增益增加，–120 dBc頻率下降。

亞閾值 MOS 輸入級支持 –120 dBc 高達 866 Hz、平方律 MOS 高達 1342 Hz 和退化雙極性高達 1500 Hz。 聰明的雙極性不遵循失真預測，必須從數(shù)據(jù)手冊中獲取估計值。

我們可以使用更簡單的公式

其中K是從運算放大器數(shù)據(jù)手冊的失真曲線中找到的。

作為旁注，有許多運算放大器具有軌到軌輸入級。大多數(shù)從兩個獨立的輸入級獲得這種能力，這兩個級在輸入共模范圍內(nèi)從一個級切換到另一個級。這種關斷會產(chǎn)生失調(diào)電壓的變化，并可能偏置電流、噪聲甚至帶寬。它基本上也會導致輸出端的開關瞬變。如果信號穿過交越區(qū)域，這些放大器不能用于低失真。但是，反轉(zhuǎn)應用程序可能會起作用。

我們還沒有討論過壓擺增強型放大器。這些設計不會在大差分輸入時耗盡電流。不幸的是，小差分輸入仍然會導致g的變化m與所討論的輸入幅度相似，并且低失真仍然需要較大的頻率環(huán)路增益。

由于我們正在尋找ppm級失真，因此我們不會在接近其壓擺率限制的任何地方操作放大器，因此，奇怪的是，壓擺率不是ppm頻率線性度的重要參數(shù)，只是GBW。

我們已經(jīng)討論了通過單極點補償設計建模的開環(huán)增益。并非所有運算放大器都能以這種方式進行補償。通常，開環(huán)增益取自數(shù)據(jù)手冊曲線，GBW/（G噪聲× f信號）中的公式是頻率上的開環(huán)增益。

增益節(jié)點誤差

圖 1 中接下來要討論的項目是 R1 和 R2。這些電阻以及輸入 gm，使放大器的開環(huán)直流增益為 gm× （R1||R2）。這些電阻是用原理圖中的可變和非線性刪除線繪制的。這些電阻的非線性體現(xiàn)了放大器的空載失真。此外，R1注入來自正電源的影響，使得直流正電源抑制比（PSRR+）大約等于gm× R1。類似地，R2負責PSRR-。請注意，PSRR在幅度上幾乎等同于開環(huán)增益。C康普和 C康普姆向R1和R2注入類似的電源信號;他們設置PSRR+和PSRR-頻率。

放大器可能具有適度增益（<<106）可以是相當線性的，但適度的增益會限制增益精度。

電源端子可能是失真的來源。當輸出級驅(qū)動重負載時，該負載電流從其中一個電源流出。在頻率下，遠距離電源可能幾乎沒有遠程調(diào)節(jié)，因此運算放大器的旁路電容是真正的電源。旁路電容器兩端的電源電流下降。這些壓降取決于ESR、ESL和電抗，并引起電源干擾。由于輸出為AB類，因此只有一半的輸出電流波形調(diào)制電源，從而產(chǎn)生均勻的諧波失真。頻率范圍內(nèi)的PSRR會衰減電源干擾。例如，如果我們觀察到50 mV p-p電源干擾，并希望PSRR引起的輸入干擾小于5 μV p-p，則信號頻率下的PSRR需要80 dB。估計PSRR（f）~Avol（f），具有15 MHz GBW的放大器在低于1500 Hz的頻率下將具有足夠的PSRR。

輸出級失真

圖 1 中的最后一項是輸出級，它被視為此討論的緩沖區(qū)。典型的輸出級傳遞函數(shù)如圖7所示。

圖7.不同負載下輸出緩沖器的傳遞函數(shù)。

對于不同的負載，我們看到四種類型的誤差。第一個是削波：雖然這個假設的輸出級標稱增益為1，但它并不是一個軌到軌輸出級。即使是空載輸出，在本例中，每個電源軌也削波100 mV。隨著負載的增加，輸出在連續(xù)較低的電壓下削波（負載電阻降低）。顯然，削波是失真的災難，必須減小輸出擺幅以避免失真。

下一個誤差是增益壓縮，我們將其視為信號極端傳遞函數(shù)的曲率。隨著負載的增加，壓縮發(fā)生在較早的電壓下，并且與削波一樣，在這種狀態(tài)下通常不會出現(xiàn)ppm級失真。這種壓縮通常是由于一個小的輸出級難以輸出所需的電流。一個好的經(jīng)驗法則是，放大器提供的線性、未壓縮的最大輸出電流僅為輸出短路電流的35%左右。

另一個明顯的失真來源是V周圍的交叉區(qū)域在= 0。卸載時，交叉扭結(jié)可能不明顯，但隨著負載的增加，我們得到類似于綠色曲線的夸張扭結(jié)。消除交越失真通常需要穩(wěn)定的電源電流。

最后一個扭曲更難察覺。由于放大器電路的某些位輸出正電壓和電流，而其他位用于負信號，因此無法保證它們具有相同的增益，尤其是在負載時。圖7顯示了加載時負信號的增益較小。

所有這些失真都通過環(huán)路增益來降低。如果輸出級失真為3%，則需要30，000的環(huán)路增益才能達到–120 dBc電平。當然，這種情況發(fā)生在GBW/（30，000 × G的頻率以下。噪聲），對于 15 MHz 放大器，通常在 1 kHz 范圍內(nèi)。

一些輸出級的失真與頻率有關，但許多不是。開環(huán)增益抑制輸出級失真，但增益隨頻率下降。如果輸出失真隨頻率恒定，則增益損耗會產(chǎn)生隨頻率線性增加的輸出失真。同時，輸入失真會導致總輸出失真隨頻率增加。在這種情況下，輸入失真可能會主導總閉環(huán)輸出失真，從而掩蓋輸出級失真的貢獻。

另一方面，如果輸出級失真確實隨頻率線性變化，則下降環(huán)路增益會產(chǎn)生另一種輸出失真，該失真隨頻率平方而變化，與輸入失真相輔相成且無法區(qū)分。

低功耗運算放大器通常具有靜態(tài)電流較低的匱乏輸出級。這些放大器的輸出級很可能主導輸出失真，而不是輸入級。確實，至少需要2 mA電源電流才能構(gòu)成低失真運算放大器。

ppm級精度所需的規(guī)格

在實際的電平轉(zhuǎn)換、衰減/增益和有源濾波器電路中，我們對放大器有一些基本的運算放大器要求，該放大器在1 kΩ環(huán)境中工作時支持±5 V信號，并實現(xiàn)表1所示的1 ppm線性度。

表 1.ppm精度所需的運算放大器誤差和幅度列表

因此，我們看到了運算放大器在ppm精度領域的局限性——我們能做些什么來改進它們嗎？

噪聲：顯然，第一步是選擇輸入噪聲電壓不高于應用電阻組合噪聲的運算放大器?？梢越档蛻秒娐返目傋杩挂越档推湓肼暋．斎?，隨著應用的阻抗下降，通過它們的信號電流會增加，并可能增加負載引起的失真。在任何情況下，都沒有理由將運算放大器級的輸出噪聲降低到遠低于其驅(qū)動級的輸入噪聲。

電流噪聲會隨著應用阻抗的增加而倍增，因為電壓噪聲會增加。MOS輸入具有非常低的電流噪聲，因此很有吸引力，但它們通常比雙極性輸入具有更多的1/f電壓噪聲。雙極性輸入具有pA/√Hz的電流噪聲水平，使應用產(chǎn)生非平凡的噪聲，但1/f電流成分會產(chǎn)生大于放大器1/f電壓噪聲的應用電壓噪聲。一般的經(jīng)驗法則是應用阻抗應小于V噪聲/我噪聲的放大器以避免I偏見-以應用程序噪音為主。V 越低噪聲的雙極性放大器，I 越高噪聲會的。

幫助運算放大器實現(xiàn)最佳性能

減少輸入誤差

除了選擇具有出色CMRR的運算放大器外，設計人員還可以在反相電路中使用運算放大器，而不是同相電路。在反相電路中，輸入擁抱接地或某個基準電壓源，根本不會引起CMRR誤差。并非所有應用電路都可以反相，并且通常沒有負電源可用于負信號偏移。圖8顯示了同相和反相實現(xiàn)中的兩極點Sallen-Key濾波器。

圖8.同相（左）和反相（右）Sallen-Key有源濾波器。

我中新公路貨運如果兩個輸入都有施加電阻，使得每個輸入的偏置電流被相應的電阻抵消為輸出誤差，則可以消除誤差。例如，如果放大器設置為增益為10，具有900 Ω反饋和100 Ω接地電阻，則在正輸入端放置90 Ω串聯(lián)將抵消輸出端完全相等的偏置電流。大多數(shù)雙極性運算放大器的偏置電流匹配得非常好，因此選擇0.1%而不是普通的1%電阻器可以實現(xiàn)最佳I。中新公路貨運拒絕。在圖4中，補償電阻將與每個輸入串聯(lián)放置。它們可能應該被繞過。不幸的是，額外的輸入電阻會產(chǎn)生更多的噪聲。

反相增益允許我們使用具有軌到軌輸入的運算放大器，而不會使信號遍歷開關點——假設我們對電源和共模輸入電平進行偏置以避免該開關電壓。

供應注意事項

輸出電流將調(diào)制本地電源電壓。該電源信號將通過PSRR進入輸入。感應輸入將產(chǎn)生圍繞其環(huán)路運行的輸出信號。在1 kHz時，1 μF本地旁路電容的阻抗為159 Ω，遠小于電源之間線路的阻抗加上電源本身的阻抗。因此，本地旁路電容在100 kHz以下不會真正有效。在 1 kHz 時，遠程電源控制調(diào)節(jié)。在1 kHz時，放大器可能具有90 dB電源抑制。注意到來自運算放大器電源端子的大部分電流由信號的均勻諧波組成，我們希望從輸出到違規(guī)電源的增益低于30 dB，以實現(xiàn)120 dBc的目標。30 dB的增益要求電源阻抗應為負載阻抗的<30×。因此，500 Ω負載需要阻抗小于17 Ω的電源。這很實用，但不允許在電源和運算放大器之間串聯(lián)隔離電阻或電感。在 10 kHz 時情況更緊湊;PSRR將從90 dB降至70 dB，電源阻抗必須降至1.7 Ω?？尚校芫o。大型本地旁路會有所幫助。

從布局的角度來看，重要的是要看到輸出電流環(huán)路的去向，如圖9所示。

圖9.負載和電源電流環(huán)路。

圖9左側(cè)的示意圖顯示了正電源電流被驅(qū)動到負載中，來自電源，然后通過地返回負載。沿接地路徑可能存在壓降，使得偶次諧波電源電流將電壓從信號源降至輸出，以及從反饋分壓器降至輸出或輸入接地。這個理由不是那個地方。圖9右側(cè)顯示了路由電源電流的更好方法。電源電流遠離輸入和反饋節(jié)點。

在高于100 kHz的較高頻率下，電源線的磁輻射可能是失真的來源。電源的偶諧波電流可以磁性耦合到輸入或反饋網(wǎng)絡，從而顯著增加失真隨頻率的變化。在這些頻率下，仔細的布局是必不可少的。一些放大器具有非標準引腳排列;它們使電源引腳遠離輸入，少數(shù)甚至在輸入側(cè)提供額外的輸出端子，以避免磁相互作用。

減少負載主導的失真

許多運算放大器的輸出級在負載過重時成為主要的失真源。有幾個技巧可以改善加載失真。一種是復合放大器：一個放大器驅(qū)動輸出，另一個放大器控制輸出，如圖10所示。

圖 10.復合放大器與單放大器失真測試。

這來自LTspice模擬。LTC6240 和 LT1395 具有包括失真回放的宏模型。大多數(shù)宏模型不會嘗試顯示失真，即使它們這樣做，模擬值也可能不準確。作者能夠查看宏模型的文本，是的，在這些宏模型中，畸變建模得相當好。

圖10右側(cè)是一個LTC6240，它提供2的增益，同時驅(qū)動100 Ω — 對于該放大器來說，這是一個困難的負載。圖10左側(cè)是一個復合放大器，輸入端有另一個LTC6240，還有一個漂亮的寬帶電流反饋放大器（CFA），用于驅(qū)動與獨立放大器相同的負載。復合放大器的理念是，輸出運算放大器已經(jīng)具有適度的低失真，并且輸入放大器的環(huán)路增益可以進一步降低失真。對于獨立放大器和復合放大器，我們的閉環(huán)增益相同，均為 2，但在復合放大器中，LT1395 可設置其自身的增益 （4，由 Rf1 和 Rg1 設置），以減小控制放大器的輸出擺幅。由于輸入引起的失真隨著輸出幅度的平方而增加，因此控制運算放大器的失真會進一步減小。

圖11顯示了10 kHz、4 V p-p輸出的頻譜。

圖 11.復合和普通放大器失真頻譜。

諧波失真將測量為每個諧波電平（dB）減去基波電平（10 kHz）。如下圖所示，輸入信號的失真約為–163 dBc，足以信任仿真。V（out2）來自無輔助LTC6240，具有–78 dBc失真。不錯，但肯定不是ppm級。

圖11的頂部顯示了–135 dBc時的復合放大器失真，非常壯觀。我們能相信這么好的結(jié)果嗎？為了進行驗證，原理圖結(jié)點中間處的變形顯示在中間。如果復合放大器的輸出失真接近于零，但輸出放大器本身確實具有有限失真，則反饋過程會將輸出放大器失真的負值置于其輸入端（mid）。中間失真為–92 dBc，實際上與LT1395數(shù)據(jù)手冊曲線相匹配！我仍然想知道物理LTC6240輸入CMRR還是I中新公路貨運曲率在宏觀模型中表示——它們可能會增加實際電路失真。

不幸的是，很少有宏觀模型包括失真。您必須讀取宏模型 .cir 文件中的標頭以查看它是否受支持。需要進行一些仿真，以查看失真是否與數(shù)據(jù)手冊曲線匹配。

復合放大器的補償可能有點棘手，但在我們的示例中，我們有第二個放大器，其帶寬是輸入放大器的10倍以上，只需一點Cf即可補償電路。在這種補償方案中，如果控制放大器在總增益下具有帶寬帶寬，則輸出放大器的帶寬應為>3 ×帶寬，總帶寬將保守設置為~BW/3。

為避免丟失帶寬，我們可以使用升壓放大器技巧。與復合方法相比，它提供的失真改善更少，但不損失帶寬或建立時間。圖12所示為測試原理圖。

圖 12.升壓放大器與獨立放大器仿真設置。

圖 12 的右側(cè)顯示了我們的獨立 LTC6240 U2，左側(cè)顯示了兩個 LTC6240 放大器。U1 控制輸出，增益為 2，與獨立輸出一樣;U2 的增益為 3。U2在升壓節(jié)點的輸出電壓大于U1，因此U2驅(qū)動電流進入輸出。R提高U2的增益配置為U2將96%的負載電流驅(qū)動到Rl，為U1留下輕負載，從而改善其失真。需要確保 U2 有足夠的輸出裕量來增加其額外的擺動。

LTC6240 對于 kΩ 范圍內(nèi)的負載具有輸入主導的失真，但輸出級失真以 100 Ω負載為主。

圖13顯示了光譜結(jié)果。

圖 13.升壓和正常放大器失真頻譜。

同樣，獨立放大器在10 kHz時具有–78 dBc失真。升壓放大器可提供 –106 dBc;不如復合放大器好，但比獨立放大器好近30 dBc。然而，升壓放大器的帶寬僅略有降低。

請注意，R提高被調(diào)整;如果我們將其變化為52±2 Ω，則增強的失真會降低10 dBc，盡管此后在長達±10 Ω內(nèi)幾乎沒有變化?？雌饋?U1 喜歡有一些預期的極性的適度負載;理想（無負載）或過大的升壓電流會導致更大的失真。

理想情況下，U2 具有與 U1 相同的群延遲，以便升壓信號與輸出同時發(fā)生。U2的增益比U1高50%，因此閉環(huán)帶寬更小，表明升壓輸出在頻率上落后于主輸出。通過在U1的輸入端安裝電阻器，可以將U1的帶寬降低到等于U2的帶寬。這將使U1的噪聲增益增加到等于U2，并實現(xiàn)群延遲之間的相等。模擬器在 10 kHz 時沒有顯示任何改善;U1 提供了最佳的失真，沒有延遲平衡。要知道在更高的頻率下這是否屬實，就需要嘗試一下。如果放大器是電流反饋型的，則可以減小Rf1和Rg1，使U2的帶寬達到U1。

推薦的ppm質(zhì)量放大器

表2顯示了一些接近ppm線性度的建議放大器的顯著規(guī)格。

條目以紅色顯示，以提醒讀者參數(shù)可能違反 ppm 級失真。該組中易于使用的獲獎者是AD8597、ADA4807、ADA4898、LT1468、LT1678和LT6018。

表 2.一些接近ppm線性度的建議放大器的顯著規(guī)格

表 3.運算放大器比較繼續(xù)

有些放大器存在必須處理的輸入問題（同相應用可能是一個問題），但仍可以提供良好的失真：AD797、ADA4075、ADA4610、ADA4805、ADA4899和LTC6228。

結(jié)論

可悲的是，市售的ppm級放大器即使不是不可能，也很難找到。有ppm線性放大器，但必須注意放大器的輸入電流，這些電流會對應用阻抗產(chǎn)生失真。這些阻抗可以降低，但在反饋中驅(qū)動它們可能會在運算放大器輸入端產(chǎn)生失真。通過使用輸入電流和變化特別低的運算放大器，可以提高應用阻抗，以從運算放大器獲得最佳失真，但這會增加系統(tǒng)噪聲。需要仔細選擇運算放大器和應用電路優(yōu)化，以實現(xiàn)ppm線性度和噪聲。

審核編輯：郭婷