作者:Petrus Stroet and Bruce Hemp
在為通信應(yīng)用生成模擬或數(shù)字FM時,IQ調(diào)制器可提供多功能的低功耗解決方案。示例設(shè)計將展示如何使用混合信號MCU執(zhí)行相位累加器和正弦/余弦查找表功能。證明了 IQ 調(diào)制器精度和線性度的重要性。
應(yīng)用
FM很有用,因為很容易實現(xiàn)高PA效率。在產(chǎn)品層面,應(yīng)用可以是無線麥克風(fēng)、耳機和頭盔無線電以及手持式 2 分頻無線電。
一些數(shù)字FM調(diào)制方案是連續(xù)相位頻移鍵控(FSK),GFSK和M-ary FSK。DMR調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)在商業(yè)2路無線電業(yè)務(wù)中很受歡迎,它使用窄帶4FSK,可以按照此處所述生成。1模擬 FM 可以是寬帶 FM 或窄帶 FM (NBFM),如下所述。
為什么要使用 IQ 調(diào)制器?
存在許多用于生成FM的經(jīng)典電路技術(shù),例如在VCO或參考振蕩器或兩者上將調(diào)制添加到PLL中。電抗調(diào)制是另一種經(jīng)典方法。這些方法的缺點是,設(shè)計變得特定于一個頻段以及該頻段的單個PLL或電抗調(diào)制器。例如,K 的變化維科或PLL環(huán)路增益可能有問題。
IQ 調(diào)制器方法的優(yōu)點是:
頻率捷變,
固有的面向未來,可適應(yīng)成為軟件定義無線電 (SDR),
可實現(xiàn)出色的調(diào)制精度。
生成模擬調(diào)頻
在此 FM 應(yīng)用中,IQ 調(diào)制器用作精確的 360 度相位調(diào)制器。由于相位是頻率的時間積分,因此定期更新的相位累加器執(zhí)行時間積分功能。2
如圖1所示,該系統(tǒng)的行為類似于傳統(tǒng)的DDS,其中相位累加器寄存器可以遞增和遞減。3查找表(LUT)包含正弦和余弦函數(shù),從而在精確相位上生成固定幅度的旋轉(zhuǎn)矢量。這個復(fù)雜的信號由IQ調(diào)制器向上轉(zhuǎn)換,以LO頻率為中心。為實現(xiàn)高調(diào)制準(zhǔn)確度,LTC5599 和 LTC5589 等 IQ 調(diào)制器需要差分基帶驅(qū)動,而 LTC6362 可在所需的 V 下輕松提供厘米= 1.4V。DAC重建濾波器對于衰減由于采樣引起的DAC奈奎斯特圖像至關(guān)重要。通過選擇無源LC濾波器技術(shù),我們可以潛在地降低通道外本底噪聲。
圖1.使用 IQ 調(diào)制器生成 FM。
基本的DDS調(diào)諧公式可以應(yīng)用于此應(yīng)用。請注意,我們正在合成正或負 ΔF,它表示瞬時頻率偏差:
哪里:
F外= 復(fù)數(shù)輸出頻率,Hz??梢允钦l率或負頻率。
M = 二進制調(diào)諧字??梢允钦龜?shù)或負數(shù)。
RefClk = 累加器更新速率,Hz。
N = 相位累加器的長度,位。
通過代入最大調(diào)諧字 M=,計算F外揭示調(diào)制器輸出端的最大瞬時頻率偏差。
因為F外在許多FM應(yīng)用中通常相當(dāng)?shù)停鏝BFM系統(tǒng)的5.5 kHz,根據(jù)上面的DDS公式,對RefClk的要求也相應(yīng)較低。在許多情況下,整個角度調(diào)制過程對于在以RefClk速率中斷驅(qū)動的混合信號MCU中實現(xiàn)變得切實可行。重要的是,當(dāng)相位累加器記錄溢出或下溢時,相位環(huán)繞也是如此,保持相位旋轉(zhuǎn)連續(xù)和無縫。這使得精確的直流耦合 FM 成為可能。
音頻限制和預(yù)加重
用于模擬音頻的 FM 發(fā)射器通常采用限幅器,以防止 FM 過度偏離并濺入相鄰?fù)ǖ馈>脑O(shè)計的系統(tǒng)將利用軟限制,以最大限度地減少發(fā)生這種情況時的可聽失真。
如果接收器沒有對高音頻頻率進行去加重,則接收器輸出端的白噪聲將是令人反感的。為了彌補這一點,發(fā)射器通常在較高頻率下利用音頻預(yù)加重,以獲得音頻通帶上的凈整體平坦響應(yīng)。4
由于 IQ 調(diào)制器基本上用作精密移相器,因此有兩種基本方法可以實現(xiàn)預(yù)加重:
使用相位調(diào)制(非 FM)傳輸音頻。這很有效;但是,F(xiàn)M偏差的限制變得稍微復(fù)雜一些,因為目標(biāo)是限制頻率偏移,而不是相位偏移。FM 輸入對于編碼亞可聽 CTCSS 或 DCS 信令仍然很有用。5
在使用 RC 網(wǎng)絡(luò)進行 FM 調(diào)制之前預(yù)先強調(diào)音頻。這是一種首選方法,因為偏差限制與頻率無關(guān)。
無論選擇哪種方法,對于所需通帶之外的頻率,仍然需要額外的低通和高通音頻濾波。
帶通配置中的FIR濾波器具有完全消除直流頻率誤差的優(yōu)點,否則直流頻率誤差可能會以直流偏移的形式通過ADC。如果需要高中心頻率穩(wěn)定性,這將是一個很好的優(yōu)勢。
智商調(diào)節(jié)器損傷的影響
IQ調(diào)制器損傷分為兩大類:LO泄漏和鏡像抑制(IR)。
LO泄漏導(dǎo)致FM基帶矢量旋轉(zhuǎn)偏離中心擺動,產(chǎn)生與偏差和調(diào)制速率相關(guān)的AM和雜散產(chǎn)物。一般來說,發(fā)生LO泄漏有兩種機制:通過調(diào)制器IC傳導(dǎo),并在IC周圍輻射。整體護盾效果應(yīng)使后者略低于前者。
鏡像抑制是正交幅度不平衡和正交相位不平衡的函數(shù)。任何一種的退化都會使矢量旋轉(zhuǎn)翹曲成橢圓形,這也會產(chǎn)生與偏差和速率相關(guān)的雜散產(chǎn)物。
IQ 調(diào)制器(例如 LTC5589/99)具有用于調(diào)零 LO 泄漏和鏡像抑制的配置。為獲得最佳性能,請調(diào)整這些寄存器以降低FM失真,并將值保留在非易失性存儲器中。隨后的測試結(jié)果將顯示此方法通??梢詫崿F(xiàn)多少改進。
過大的差分基帶驅(qū)動也會產(chǎn)生不需要的輸出雜散產(chǎn)物,通常為3RD順序和更高。RF輸出功率的小幅降低可以大大降低雜散電平,反之亦然。
NBFM的設(shè)計示例
對于圖1所示的系統(tǒng),最大FM偏差計算如下:
一個8位ADC驅(qū)動一個單位增益FIR濾波器。二進制輸出范圍= -128 至 +127。
RefClk = ADC 轉(zhuǎn)換速率 = 相位累加器更新速率
= 196 kHz。
N = 11 位
因此,F(xiàn)M 峰值偏差 =
為了減少相位截斷雜散,所有 11 個累加器位都映射到 LUT 條目,總共有 2,048 個正弦條目,外加 2,048 個余弦條目。每個條目的寬度為8位,與每個DAC的分辨率相匹配。LUT初始化僅發(fā)生一次,在上電時,使用浮點三角函數(shù),具有適當(dāng)?shù)目s放和舍入以匹配DAC輸入范圍。同樣,這很容易在混合信號MCU的能力范圍內(nèi)。
在本例中,11位累加器比ADC和FIR濾波器的8位輸入M長3位。三位是可接受的最小值。對于滿量程輸入轉(zhuǎn)換,最大相變?yōu)?-128 / (211) = -1/16千循環(huán),或 -22.5 度。典型的相變會少得多。最好保持最大相變相對較小,以保持IQ軌跡路徑沿恒定功率圓,而不是穿過圓的捷徑。
為了加快構(gòu)建速度,該項目使用了來自類似項目的基帶差分放大器和DAC重建濾波器,并已在線記錄詳細信息。6每個過濾器為 5 個千階,通帶平坦度<< 0.5dB,同時在奈奎斯特鏡像頻率(190kHz 或更高)下提供至少 35dB 的衰減。
測試結(jié)果
上述系統(tǒng)的測試結(jié)果(NBFM設(shè)計示例)如下所示。IQ 調(diào)制器是工廠演示板上的 LTC5599,除多相中心頻率寄存器設(shè)置為使用中的 LO 頻率 439.44 MHz 外,所有寄存器均處于默認狀態(tài)。
圖2.FM 調(diào)制器的測試設(shè)置。
矢量信號分析儀(VSA)是測試調(diào)制精度的理想儀器。對于此測試,VSA用于解調(diào)IQ調(diào)制器輸出,如圖2所示。VSA 處于模擬解調(diào)模式,顯示相對于時間的瞬時 FM,或解調(diào) FM 波形的 FFT。
圖3和圖4說明了該設(shè)計可能實現(xiàn)的出色線性度。在這兩個圖中,ADC的輸入峰峰值幅度保持不變,我們觀察到輸出調(diào)制深度也保持不變。
圖5和圖6說明了在調(diào)整調(diào)制器寄存器以最小化損傷之前和之后,模擬FM輸出的FFT對于揭示雜散產(chǎn)物至關(guān)重要。如前所述,基帶驅(qū)動幅度略有減小將減少高階雜散產(chǎn)物。對于許多基本應(yīng)用,無需調(diào)整寄存器。
圖7顯示目前的頻率誤差約為96 Hz。這是由于ADC輸出端的直流失調(diào)誤差造成的。在本示例設(shè)計中,1 LSB 貢獻 ΔF= 196 kHz / 211= 95.7 Hz. 通過在FIR濾波器中加入高通響應(yīng),可以消除失調(diào)。該圖還顯示了大約3 Hz rms的總殘余FM,即由于LO的實驗室級信號發(fā)生器。板載單芯片PLL解決方案將展示更多。圖中的噪聲尖峰是隨機出現(xiàn)的,據(jù)信是由于ADC失調(diào)略大于1 LSB,但小于2 LSB。
圖8顯示了RF輸出功率和頻譜。射頻輸出功率約為+0.6dBm。平均用于顯示DAC鏡像雜散產(chǎn)物的電平,在本例中約為-70dBc。通過略微增加 RefClk 頻率,可以輕松實現(xiàn)進一步的降低。
圖3.VSA 提供調(diào)制器輸出的模擬 FM 解調(diào)。用于說明線性度的三角形波形。調(diào)頻速率= 400Hz。偏差= ±5.3kHz。
圖4.調(diào)制器輸出的另一個VSA解調(diào)。FM波形=正弦波,速率= 1kHz,偏差= ±5.3kHz。
圖5.VSA FM 解調(diào)后 1kHz 正弦波的 FFT。偏差= 5.3kHz。FFT揭示了在NBFM語音應(yīng)用中可以聽到的噪聲和失真產(chǎn)物。IQ 調(diào)制器增益、LO 泄漏和 IR 寄存器保持出廠默認值。
圖6.VSA FM解調(diào)后相同信號的FFT,以及調(diào)整調(diào)制器LO泄漏和IR寄存器后。帶內(nèi)音頻雜散下降~15dB。
圖7.使用 VSA 模擬 FM 解調(diào)在調(diào)制器輸出端測量的殘余 FM 噪聲。還顯示了由于ADC直流偏移引起的約96 Hz頻移。
圖8.來自 IQ 調(diào)制器的射頻輸出頻譜。跡線平均= 10有助于顯示DAC鏡像雜散的電平,與載波偏移約±190kHz。
結(jié)論
用于模擬 FM 應(yīng)用的低功耗調(diào)制器可實現(xiàn)出色的 FM 調(diào)制精度。對于音頻等低帶寬應(yīng)用,可以使用MCU來計算FM基帶矢量。IQ 調(diào)制器內(nèi)的直流偏移和鏡像抑制寄存器允許進行調(diào)整以獲得最佳性能。
審核編輯:郭婷
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