了解鏡像抑制及其對所需信號的影響

AD9361和AD9371 RadioVerse?寬帶收發(fā)器系列均具有無與倫比的集成度，以及豐富的特性和許多用戶可選選項。這兩個系列在幾個關(guān)鍵領(lǐng)域的性能水平明顯不同，兩個產(chǎn)品系列之間的功耗也有很大差異。鏡像抑制是兩個系列的性能差異之一。本文探討了圖像的來源、它們是什么以及它們?nèi)绾斡绊懻w系統(tǒng)性能。有了這些信息，客戶可以做出明智的決策，并為應用選擇合適的收發(fā)器。

鏡像抑制基礎(chǔ)知識

AD9361和AD9371系列均采用零中頻（又稱零中頻或ZIF）架構(gòu)，集成度非常高，并顯著減少了系統(tǒng)中頻率相關(guān)元件的數(shù)量。如圖1中AD9371的框圖所示，主接收和發(fā)射信號路徑均使用一個復數(shù)混頻器級在以本振（LO）頻率為中心的射頻（RF）和以直流為中心的基帶之間進行轉(zhuǎn)換。有關(guān)了解ZIF收發(fā)器中使用的復雜混頻器的絕佳起點，請參閱本文末尾引用的有關(guān)復雜RF混頻器的文章。1

圖1.RadioVerse AD9371收發(fā)器框圖。

ZIF無線電在由于這種高集成度而具有許多優(yōu)勢的同時，也帶來了挑戰(zhàn)。復數(shù)混頻器具有同相 （I） 和正交相位 （Q） 信號。這些信號的相位或幅度的任何不匹配都會降低上變頻I和Q信號組合時發(fā)生的求和和抵消。這在上面引用的文章中進行了描述。不完全消除會導致在傳輸時，目標信號的反轉(zhuǎn)副本出現(xiàn)在本振（LO）頻率與所需信號相反的一側(cè)。此副本稱為圖像，與所需信號相比，其幅度減小。類似地，接收時，所需信號的反轉(zhuǎn)副本出現(xiàn)在與所需信號相反的直流側(cè)。在其他一些架構(gòu)（例如，超外差）中，可以在中間階段過濾此映像。ZIF架構(gòu)的主要優(yōu)點是去除了這些濾波器和中間混頻器級，但這需要非常好的I和Q平衡，以將鏡像幅度降低到可接受的水平。

圖2中的接收信號路徑簡化圖顯示了這些失配發(fā)生的位置與ΔA，Δf指定的失配C和 Δφ。只有一條路徑顯示附加因素，因為創(chuàng)建圖像的是信號路徑之間的不平衡，而不是信號路徑的絕對增益和相位。因此，僅在其中一條路徑中顯示所有不平衡因子在數(shù)學上是正確的。圖2所示的復數(shù)混頻器也稱為正交混頻器，因為提供給混頻器的兩個LO信號彼此正交。

圖2.簡化的正交接收器信號路徑顯示損傷。

圖3示出了使用單音或連續(xù)波（CW）期望信號和所得不需要的CW圖像的示例。所需信號下變頻至頻率ωC.如果正交平衡不完美，圖像將以頻率 –ω 出現(xiàn)C.鏡像抑制無線電（IRR）是所需信號和不需要的圖像信號之間的dB差。降低正交平衡稱為正交誤差校正（QEC）。

圖3.單音期望信號和不需要的圖像。

鏡像幅度與增益和相位失配有關(guān)，公式如下：

哪里：

Δ = 歸一化幅度不平衡。要消除兩個信號，理想情況下，它們需要異相180°，并且具有相同的幅度。cos（d） 中的“d”表示兩個信號彼此之間的相位偏差。0 是理想的。1° 表示一個信號偏離 179° 而不是 180°。如果一個信號的振幅為 1，其他信號的幅度為 0.99，則增量為 0.99。

θ = 以度為單位的相位誤差（理想值為零）

公式1得到一個二維矩陣，因為兩個輸入變量都會單獨降低鏡像抑制性能。該矩陣的一部分如圖4所示，其中整個頁面的軸是幅度不平衡，進入頁面的軸是相位不平衡，垂直軸是以dB為單位的鏡像抑制。例如，如果存在0.00195幅度誤差，并且系統(tǒng)需要實現(xiàn)76 dB的鏡像抑制，則相位誤差必須優(yōu)于0.01286°。即使在單個集成電路器件中，也很難通過控制影響I和Q匹配的所有因素來實現(xiàn)優(yōu)于50 dB的鏡像抑制。要實現(xiàn)AD9371通常實現(xiàn)的76 dB鏡像抑制，需要數(shù)字算法來操作模擬路徑變量并在數(shù)字域中應用校正。

圖4.鏡像抑制（dB）與幅度不平衡（dB）和相位不平衡（度數(shù)）的關(guān)系。

圖像對所需信號的影響

圖5顯示了單個載波外殼的簡化圖，下變頻后波形以直流為中心。此波形的一個例子是 20 MHz LTE 下行鏈路 OFDM 信號的單個實例。如圖5所示，負側(cè)目標信號的一部分將在正側(cè)具有圖像，反之亦然。在以直流為中心的單載波情況下，圖像落在目標信號內(nèi)（或頂部）并破壞目標信號。

圖5.具有不需要的圖像的單個調(diào)制載波。

當接收然后解調(diào)信號時，將存在幾種損傷。熱噪聲就是一個例子，它增加了接收信號路徑的本底噪聲。如果圖像落在所需信號內(nèi)，它們也會增加噪聲。如果所有噪聲源的總和太高，則無法解調(diào)信號。單載波和多載波圖中顯示的本底熱噪聲就是一個例子，在這些討論中，作為貢獻因素被忽略了。

當使用AD9361的內(nèi)部LO時，AD9361與基準時鐘源一起適當提供，具有推薦性能，在沒有本底噪聲限制的情況下，AD9361將實現(xiàn)約–40 dB EVM。EVM 受 RF PLL 相位噪聲的影響限制為 –40 dB。AD9361鏡像抑制性能約為50 dBc，這意味著在圖5所示的單載波情況下，僅鏡像只會使EVM降低約0.5 dB。如此低的EVM降級意味著收發(fā)器通常不會成為64-QAM甚至更高調(diào)制方案的限制因素。在這種單載波情況下，圖像始終比目標信號小約50 dB，如圖5所示。

圖6顯示了一個多載波示例。這里，所需信號在下變頻后從直流偏移。

圖6.多載波調(diào)制信號，帶有來自信號 1 的不需要的圖像，損壞信號 2。

每個所需信號的圖像通過直流反射并顯示在頻譜的另一側(cè)。在本例中，兩個目標信號已下變頻為與直流相同的偏移，正側(cè)為所需信號1，負側(cè)為所需信號2。請注意，所需信號 2 的幅度比所需信號 1 的幅度低 60 dB。在多載波情況下，當來自兩個移動站的信號在傳輸?shù)酵换緯r遇到不同程度的路徑損耗時，會出現(xiàn)具有不同幅度的兩個載波。當兩個站與基站的距離不同，或者一個站通過或圍繞與另一個站不同的對象進行傳輸時，可能會發(fā)生這種情況。

目標信號 2 的幅度比目標信號 1 的圖像低 10 dB。這表示所需信號 2 的信噪比為 –10 dB。解調(diào)，即使使用最簡單的調(diào)制技術(shù)，即使不是不可能，也是極其困難的。顯然，需要更好的鏡像抑制性能來處理這些情況。

圖7顯示了相同的場景，但具有AD9371的典型接收鏡像抑制性能。

圖7.多載波調(diào)制信號，帶有來自信號 1 和低于信號 2 的不需要的圖像。

來自所需信號 1 的圖像現(xiàn)在比所需信號 2 的幅度低 15 dB。這提供了15 dB的信號噪聲比，足以使用各種調(diào)制方案解調(diào)所需的信號2。

降低AD9361和AD9371正交不平衡的技術(shù)

AD9361和AD9371均具有優(yōu)化的模擬信號和LO路徑，可固有地降低正交不平衡。然而，如上所述，好的硅可以實現(xiàn)的東西是有限的。數(shù)字校正可以將鏡像抑制提高幾個數(shù)量級。

AD9361接收器正交校準采用一種算法，分析整個接收的數(shù)據(jù)頻譜，以在整個帶寬范圍內(nèi)創(chuàng)建平均校正。對于單載波用例和相對較窄的帶寬（如20 MHz），這種校正可在目標帶寬上產(chǎn)生良好的鏡像抑制。這稱為與頻率無關(guān)的算法。該算法對接收到的數(shù)據(jù)和實時更新進行操作。

AD9371在初始化期間通過注入測試音運行接收鏡像抑制校準，以及在工作期間使用實際接收數(shù)據(jù)運行。這些更高級的校準可針對頻率相關(guān)不平衡以及頻率無關(guān)不平衡進行調(diào)整。算法實時更新。在占用信號帶寬范圍內(nèi)，實現(xiàn)校正的更高級算法和電路的性能比AD9361高約25 dB。

本文演示了使用接收信號路徑的正交不平衡的起源和影響，但ZIF收發(fā)器也必須克服發(fā)射信號路徑中的相同問題。發(fā)射器的輸出包括所需信號以及信號路徑或LO路徑不平衡時的鏡像。

對于發(fā)射信號路徑，AD9361使用初始化校準，將正交不平衡降低到優(yōu)化硬件設計提供的正交不平衡以下。校準使用放置在單個頻率和單個衰減設置下的CW音。該算法通常使圖像比所需信號的功率低約50 dB。另一種寫法是–50 dBc（低于載波的分貝）。在整個溫度范圍內(nèi)、寬帶寬或不同衰減設置下工作都會影響圖像電平。

AD9371使用分布在所需信號帶寬上的許多內(nèi)部生成的音調(diào)進行初始發(fā)射路徑校準，并確定多個發(fā)射衰減設置的校正因子。在工作期間，發(fā)射信號路徑跟蹤校準使用實際傳輸?shù)臄?shù)據(jù)，并在工作期間定期更新校正因子。與AD9361相比，AD9371的鏡像抑制性能提高了約15 dB，并且在溫度、衰減和占用信號帶寬范圍內(nèi)具有這一優(yōu)勢。

簡化的具體示例

使用本文到目前為止介紹的所有內(nèi)容，讓我們進行一個思想實驗，并假設我們正在構(gòu)建一個系統(tǒng)，其中有一個中央基站和多個客戶端設備。為了簡化示例，系統(tǒng)將遠離導致多路徑的對象（如建筑物）進行操作?；緫c客戶端設備通信，這些設備可以分布在整個半徑為 100 米的區(qū)域，如圖 8 所示。

圖8.顯示基站和客戶端站的假想小區(qū)覆蓋區(qū)域。

該系統(tǒng)將使用多個同時傳輸?shù)? MHz寬載波，總帶寬為18 MHz。假設在這個系統(tǒng)中，一個客戶端單元可能非常靠近基站（例如 0.3 米），而最遠的客戶端單元當然可能是 100 米遠。兩者之間的自由空間路徑損耗差約為50 dB。我們還假設基站基帶處理器可以測量接收功率，然后告訴客戶端將其發(fā)射功率增加或減少多達 10 dB。附近的客戶端將降低 10 dB，而范圍遠端的客戶端將以全功率傳輸。這會將基站的接收功率降低10 dB，導致總電位差為40 dB，如圖9所示。 顯示的兩個載體代表上述最壞情況。為清楚起見，省略了可能位于兩個所需信號之間的可選載波。

圖9.多載波調(diào)制信號示例。

在此系統(tǒng)中，我們將假設基站和客戶端將使用相同的收發(fā)器。如果使用AD9361，則傳輸?shù)膱D像可能比目標信號幅度低約50 dB。接收器還將增加類似數(shù)量的圖像功率。兩個正交不平衡相結(jié)合，產(chǎn)生比所需信號低約47 dB的圖像。

如果AD9371用于鏈路的兩端，則傳輸?shù)溺R像通常為下降65 dB，接收器將提供比所需信號低75 dB的鏡像。將這兩者相加，總圖像比所需信號低約64.5 dB。圖 10 顯示了這兩個結(jié)果。

圖 10.AD9361和AD9371的多載波調(diào)制信號示例，包含鏡像幅度。

在這個簡化的示例中，我們只考慮圖像的影響，而忽略了對SNR的影響，如熱噪聲、相位噪聲和非線性。在本例中，AD9361的信噪比約為7 dB，而AD9371的信噪比約為24.5 dB。如果該系統(tǒng)采用64 QAM等復雜調(diào)制方案，則系統(tǒng)總SNR要求可能會使AD9371成為最佳選擇。如果使用更簡單的調(diào)制方案，例如QPSK，AD9361可能綽綽有余?；鶐幚砥髦惺褂玫募夹g(shù)將確定解調(diào)信號所需的實際系統(tǒng)SNR。當然，要從這個思想實驗轉(zhuǎn)向真正的系統(tǒng)，必須考慮以前被忽視的影響，例如熱噪聲。

結(jié)論

前面的曲線和兩個收發(fā)器中正交校正算法的描述集中在接收信號路徑上。出于同樣的原因，不需要的圖像的影響也適用于傳輸路徑。落在較小載波頂部的傳輸圖像對于接收信號的電臺來說同樣麻煩。

描述收發(fā)器用于降低鏡像電平的技術(shù)的部分顯示了兩個不同器件系列所實現(xiàn)的定量差異。然后，上面的具體示例將引導我們完成系統(tǒng)設計，并將設計決策縮小到幾個關(guān)于解調(diào)接收信號所需SNR的簡明問題。雖然AD9371系列始終具有比AD9361系列更好的鏡像性能，但AD9371系列的更高功耗和高速串行接口的使用要求系統(tǒng)工程師考慮設計的各個方面，并為其應用找到最佳解決方案。

審核編輯：郭婷