如何驅(qū)動LTC2387：需要低互調(diào)失真的5MHz信號應(yīng)用

反饋路徑中有一個交越功能，將高頻反饋放置在差分放大器（U2）周圍，并將全局反饋放在整個環(huán)路周圍。事實上，全局反饋在大約100MHz時由產(chǎn)生本地補償高通（C5）的同一元件滾降。在1MHz時，差分放大器的本地反饋電流比全局電流反饋低約60dB。輸出放大器（參見圖2中的U3）受到其自身性能的限制，接近該交越區(qū)域，并且在一定頻率以上會產(chǎn)生不可接受的高噪聲密度和失真產(chǎn)物。然而，這些產(chǎn)品受到輸出濾波器的抑制，該濾波器還將第一個混疊噪聲頻段抑制約10dB，將第二個混疊頻段抑制15dB。衰減超過此點會增加，但不會顯著增加。該后置濾波器具有吸收性，以最大程度地減少相互作用，并從ADC獲得盡可能高的SFDR。

總環(huán)路增益是正反饋和負(fù)反饋的乘積。正反饋（R14）表現(xiàn)出延長的光程長度，并在差分放大器（U2）之前將其輸送到并聯(lián)電容（C2）。正反饋提高了輸入緩沖器（U1）的負(fù)載阻抗，為負(fù)反饋路徑中的滯后提供了一些補償，并允許更高的增益和差分放大器看到的相對較低的源阻抗。它還充當(dāng)有源濾波器，因為它增加了通帶的增益，但在阻帶中，剩余的正反饋很少，主要是負(fù)反饋。正反饋和負(fù)反饋的組合也會提高差分放大器在由以地為參考信號驅(qū)動時看到的共模輸入電壓。除非以這種方式使用正反饋，否則可能需要上拉。

正反饋和負(fù)反饋的組合還通過限制差分放大器看到的共模來擴展整個放大器的共模范圍。這樣，雖然它提高了輸入緩沖器看到的差分阻抗，但降低了共模阻抗。

輸入級（見圖3）也是電流反饋放大器，其配置方式是輸入級的使用方式，就好像它們是4個晶體管互補發(fā)射極跟隨器一樣，輸出取自反相輸入。環(huán)路圍繞這些放大器閉合，建議的最小400歐姆（R3），但不使用實際輸出。然而，PCB具有從輸出端子獲取輸出的規(guī)定，以防使用其他放大器。

圖4.LT1396 的簡化內(nèi)部原理圖

然而，LT1396 輸出級用作傳統(tǒng)的電流反饋放大器，其增益約為 2。輸出級具有反相和同相增益。

AV = 0.5+ （603 / （348+49.9） = 2.015

每個輸出放大器均由差分放大器的兩個輸出驅(qū)動：LTC6404 的每個輸出驅(qū)動一個放大器的同相輸入，以及另一個放大器的反相輸入。為了達到8.192V聚丙烯全標(biāo)度，LTC6404 必須提供 2.0V聚丙烯.

同相路徑具有補償元件，而同相路徑不可避免地會因更迂回的路徑而延遲，涉及埋線和交叉。正反饋路徑同樣更加迂回，因為它也必須交叉。正反饋路徑可以在一定程度上擴展，而不會影響穩(wěn)定性。不應(yīng)擴展負(fù)反饋路徑。

盡管 LTC6404 具有針對輸入和焊盤電容的本地零補償，但主要的補償元件是 C5，其對應(yīng)的補償元件是 C105。（對應(yīng)項加100）該電容攔截全局（DC）反饋路徑，差分放大器為零;但是，它是輸出放大器的極點。主負(fù)反饋電阻R12，也是輸出放大器最嚴(yán)重的負(fù)載。該電阻的物理尺寸較大，有可能改善失真。要理解這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，需要認(rèn)識到C5可能會將正反饋傳導(dǎo)回輸出級。C5截獲負(fù)反饋的點一定不能在源端接電阻R8中產(chǎn)生足夠的信號來顯著提高U2的輸出阻抗，或者實際上，在極端情況下產(chǎn)生持續(xù)振蕩。R12的值應(yīng)大于C2和C5之間的值之和，并且與輸出級的噪聲增益有關(guān)。電容器 C2 還有助于確保差分放大器的噪聲增益足夠高，以確保所選 LTC6404 類型的穩(wěn)定性。

LTC6404-1 最適合于較低增益的實施方案，但 LTC6404-2 甚至 -4 版本可用于更高增益或更高頻率的版本，并可選擇適當(dāng)?shù)?R13 / R6。整個設(shè)計中有許多 50 歐姆電阻，這些電阻用于確保各種信號路徑（正向或反向）中的較長傳輸線正確源端接或端接。由于ADC提供的瞬變具有相當(dāng)高的頻率成分，并且在15Msps時，該放大器只有29 nsec才能穩(wěn)定到18位電平，因此控制VSWR非常重要。

輸入濾波器

PCB上的輸入濾波器旨在提供盡可能低的帶內(nèi)源阻抗，以獲得良好的噪聲系數(shù)，同時還提供良好的阻尼和RFI濾波端口。陶瓷磁芯電感器（L1）在低頻時看起來像短電感，但在高頻下由于R1而顯得很短，但在高頻下為50歐姆。不要試圖用鐵氧體磁珠代替電感和電阻的并聯(lián)組合。珠子會導(dǎo)致失真。有一個 10K 輸入電阻 （R22） 接地，用作偏置源，以防施加直流阻斷信號源。如果信號源在可接受的共模輸入范圍內(nèi)提供直流偏置，則可以移除該電阻。如有必要，電阻可以更低，也可以在合理范圍內(nèi)更高。如果需要一個較高的輸入阻抗，則應(yīng)注意的是，LT1396 可能會表現(xiàn)出高達 30uA 的輸入偏置電流和 6pA 的噪聲電流。對于非常低的偏置電流、高源阻抗的應(yīng)用，可以使用LTC6269，盡管噪聲水平較高，并且可用頻率范圍可能受到更多限制。

對于噪聲系數(shù)很重要的較低頻率應(yīng)用，可以使用1.1 nV/√Hz LT6237，包括在LTC6404之前提供一些差分增益。在7.5 MHz帶寬下，輸入噪聲系數(shù)為1.1 nV/√Hz，表明在ADC占主導(dǎo)地位之前，可以達到高達約24dB的增益。事實上，整個信號鏈中的其他噪聲源或阻抗的實際限制約為20 dB。除此之外，噪聲系數(shù)的適度改善是以犧牲動態(tài)范圍為代價的。在20dB情況下，LTC6404控制的驅(qū)動器部分的增益應(yīng)該在6至12 dB之間。驅(qū)動器級增益應(yīng)為6dB以獲得最佳噪聲系數(shù)，12dB以實現(xiàn)最低失真。這意味著輸入級將分別配置為14dB和8dB之間。即使在14dB增益下，在第一級反相輸入端看到的阻抗也會限制可以實現(xiàn)的噪聲系數(shù)。傳統(tǒng)觀點認(rèn)為，輸入級的增益應(yīng)最大化，以最小化增益設(shè)置電阻處的阻抗，但這意味著低值反饋電阻（約為增益設(shè)置電阻的4倍），因此可能會增加失真。輸入級可以產(chǎn)生的信號擺幅很可能被限制在2V左右。PP，但對于較低頻率的應(yīng)用，它可能在高達 4V 的情況下實用PP.當(dāng)然，如果需要最佳噪聲系數(shù)，以犧牲動態(tài)范圍為代價，可以大大提高輸入級的增益。PCB不是為小于50歐姆的增益設(shè)置電阻而設(shè)計的（圖2中未顯示），因為PCB上的這些電阻之間有傳輸線。但可以考慮使用500歐姆或更高的FB電阻（R3）。

輸出濾波器

與任何直接采樣 ADC 非常相似，LTC2387 會產(chǎn)生混頻產(chǎn)物，這些積被視為毛刺，不能在錯誤的時間反射并返回到 ADC — 采樣時意味著錯誤的時間。它們也不得引起濾波器或任何放大器的振鈴。振鈴可能會保留非線性電荷的殘余，從而導(dǎo)致失真。這些瞬變也不得導(dǎo)致放大器產(chǎn)生輸出電壓或電流相關(guān)的恢復(fù)偽像，因為即使瞬變本身不是，這些偽像本質(zhì)上也可能是非線性的。

圖5.輸出濾波器特性

完全吸收的過濾器必然會很好地沉淀。如果沒有回頭反思，就沒有什么可以解決的了。然而，完全吸收式過濾器并不容易實現(xiàn)。此外，許多具有適度阻帶衰減的吸收濾波器可能會允許瞬變返回放大器以干擾它們。在這種情況下，放大器恢復(fù)即使不快，也會成為一個問題，并且與輸出偏移一致。

許多放大器的輸出阻抗會隨輸出電流或電壓而變化，從而在早期輸入級允許的干擾中產(chǎn)生變化。保持高度吸收和高度隔離可能是相互沖突的要求。瞬變本身可能會干擾輸出放大器。它們可能會在整個鏈路中反射，就像反向隔離較差的RF放大器一樣，從而干擾輸入緩沖器，甚至在輸入緩沖器之前。在輸出級或輸入緩沖器中使用軌到軌輸出放大器將使結(jié)果對原始信號源的反射率更加敏感。由于放大器的輸出阻抗隨頻率升高而上升，并且由于MS8封裝不是最佳選擇，這實際上是一個問題。在測試中，DFN中輸出放大器的類似版本使IM結(jié)果比MS8提高了15dB，其中輸出濾波器被簡單的50歐姆源端接取代。但是，在輸出濾波器完好無損的情況下，很難測量差異。

最終放大器的輸出阻抗中產(chǎn)生的瞬態(tài)將是非線性的，如果允許通過反饋網(wǎng)絡(luò)傳播回LTC6404輸入級，則由于差分放大器的過補償，在可用時間內(nèi)建立的可能性較小。

濾波器與橢圓濾波器和雙工器共享功能。它在5MHz以下看起來非常具有吸收性，并且在高達約1GHz時具有優(yōu)于20dB的回波損耗。該頻率范圍很重要，因為ADC提供的瞬變會擴展到這些頻率。這些是 50 歐姆源端接濾波器。

輸出濾波器的影響超出了復(fù)雜性與期望響應(yīng)的權(quán)衡。差分放大器的過度補償程度越高，輸出級的噪聲增益就越低，輸出濾波器的轉(zhuǎn)折頻率就越低。它還降低了施加在 LT1396 輸出級上的控制帶寬，從而導(dǎo)致與交越失真相關(guān)的雜散抑制無效。輸出濾波器響應(yīng)在很大程度上取決于放大器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的頻譜噪聲分布，以及抑制fs及更高頻率附近混疊噪聲頻段的需求。它不是真正的抗混疊濾波器，事實上，如果輸入頻譜功率分布平坦，則不足以作為抗混疊濾波器。在此位置，這種類型的響應(yīng)通常稱為屋頂過濾器。采樣速率的選擇對所需的阻帶有很大影響，但受到電感的物理尺寸和SRF的限制。事實上，最終電感的SRF可能是保持對GHz頻率的充分吸收的主要障礙。該ADC具有如此高的SNR，混疊噪聲可能導(dǎo)致許多潛在的驅(qū)動器解決方案無法運行。上面所示的濾波器將第一個兩個混疊頻段抑制約10dB，后兩個混疊頻段（30MHz）抑制15dB。這將導(dǎo)致低于1 MHz的噪聲密度相對于單獨的基帶升高約1 dB。包括45MHz和60MHz左右的混疊頻段，使本底噪聲進一步提高0.25dB。

圖6.在 485 和 519 KHz 下進行雙音測試（注意 IM3）（忽略信噪比/底線）

對于許多自然現(xiàn)象，如振動，頻譜功率分布每倍頻程下降12-18 dB。如果預(yù)計全功率為200 KHz，然后每倍頻程滾降18dB，則如圖所示的濾波器將足以滿足抗混疊目的。7倍頻程*18dB，15MHz左右的10dB抑制將使第一個預(yù)期混疊基本上減少到–118dB，可以說將其排除在考慮范圍之外。

涉及擴展到幾MHz的激勵頻率的檢測應(yīng)用是實用的，因為頻譜功率分布有限且處于受控之下。

性能

已經(jīng)構(gòu)建了相當(dāng)多的變體，并測試了場景，但是數(shù)據(jù)量和原理圖以及變體的優(yōu)缺點的呈現(xiàn)超出了本文的范圍。

這些數(shù)字是總結(jié)。

可根據(jù)要求提供特定場景的繪圖。

SNR 89dB，增益為12dB（如圖2和圖5所示）至91.9dB，增益為6dB（可根據(jù)要求提供原理圖）

IM3 在 500 KHz（–7dBfs / 音調(diào)） –115dBfs 在 10Msps， （–113dBfs 在 15Msps 時）

IM3 在 1MHz 時 –110dBfs 在 15Msps 時增益 = 12dB，–115dBfs （增益 = 6dB 時為 –115dBfs （LT1396 在 U1 和 U3 時）

3MHz 時的 IM3 乘積約為 100dBfs

信噪比包括ADC貢獻。最佳性能是ADC上沒有輸入電容，使用ADC演示板。

在圖5中，頻譜被屏蔽以產(chǎn)生IM3產(chǎn)品的正確計算，方法是使平均本底噪聲（由發(fā)生器升高）類似于IM3產(chǎn)品出現(xiàn)的點。

變種

該驅(qū)動板可以根據(jù)帶寬或頻譜功率分布構(gòu)建在大量替代群體中;獲得;輸入阻抗和功率限制。

有些總體選項尚未經(jīng)過很大程度的測試，輸出濾波器的優(yōu)化可能會產(chǎn)生更好的結(jié)果，因為有證據(jù)表明性能受到與濾波器以及原型板上傳輸線相互作用的限制。如果該驅(qū)動器在ADC的同一電路板上實現(xiàn)，則傳輸線可能更短，阻抗更低，并且演示板上沒有某些可能限制性能的功能。

如果濾波器被重新設(shè)計為明顯低于50歐姆，則輸出放大器的選擇可能會受到限制。有證據(jù)表明，更低的阻抗或更高的吸收性驅(qū)動是有益的，可能在1 MHz時產(chǎn)生–125dBfs的IM3。 （本系列的第三部分）

對于那些需要低功率的應(yīng)用，U1 可以是 LT6203，而 U2 可以是 LTC6406，甚至是 LTC6403。這將限制在100kHz的全功率，盡管對于頻率急劇滾降的振動分析，對于幾MHz的內(nèi)容可能很好。LTC6403 具有比 LTC6406 更高的噪聲電壓，因此，它將更適合于增益較低的版本。

對于低輸入阻抗應(yīng)用，可以旁路（去掉）輸入緩沖器，SNR甚至線性度可能更好。這方面的測試表明，如果信號源沒有恒定且相當(dāng)?shù)偷妮敵鲎杩梗ò〝U展到高頻），IM可能會更糟，失真也會變差。

作為輸入緩沖器，LT6237 將產(chǎn)生比 LT1395 更好的 SNR，但 SFDR 將降級到 300-500 KHz 以上。

LT6237 以及可能的其他 RRIO 放大器受先前濾波器反射的不利影響更大，并且與電流反饋放大器相比，高頻反向隔離度降低。可以使用MS8中提供的其他電流反饋放大器，并已在此PCB上進行了測試。輸出級只應(yīng)考慮電流反饋放大器。

對于非常高的輸入阻抗應(yīng)用，可以使用 LTC6269IMS8，但它僅限于 ±2.5V 電源，因此只有相當(dāng)高的增益才實際存在，因此 SNR 將受到影響。但是，可用帶寬可能會擴展到5MHz。

隨著藝術(shù)品的更改，可以使用其他放大器。作為輸出級，LT6411 的性能可能優(yōu)于 LT1395，但沒有引腳兼容的替代產(chǎn)品可用。LTC6409 可用作 LTC6404 的替代產(chǎn)品，但它具有較高的噪聲電流，并且可能僅對較高增益版本有意義。使用單個輸入緩沖器將簡化圖稿，并提高SNR。該設(shè)計可用于單端或差分信號。共模范圍限制為+2V，在較高增益版本中，共模范圍相對于地限制為–1V。增益較低時，公共范圍可以擴展，具體取決于輸入緩沖器和電源。如果可以放棄SNR，共模范圍可能會大大擴展。在 LTC6404 之前增加一個共模伺服可以大大擴展共模范圍。

應(yīng)用

該驅(qū)動器的大多數(shù)實際應(yīng)用將是接收由相對較高的激勵水平產(chǎn)生的信號，并且同樣可能產(chǎn)生相對較高的輸出。多普勒血流測量、不能使用時間增益放大器的超聲測量和醫(yī)學(xué)成像可能是例子。振動分析是一個可能受益的領(lǐng)域，盡管預(yù)計MHz頻率將表現(xiàn)出非常低的功率水平。使用預(yù)加重或微分可以使幾MHz的性能具有相當(dāng)大的好處。聲納、水聽器和地震檢波器也可以產(chǎn)生相當(dāng)大的信號功率，頻率范圍和動態(tài)范圍可能對這些領(lǐng)域感興趣。對長距離聲納使用擴頻調(diào)制將對來自不同回波的碰撞反射之間的互調(diào)失真很敏感，因此可能會受益于該驅(qū)動器和ADC。在EM檢測、渦流檢測、金屬檢測或材料表征中使用高達幾MHz的激勵信號有望引起人們的興趣。使用這種拓?fù)浣邮諄碜钥缱璺糯笃鳎?a target="_blank">TIA）的輸出可能會引起人們的興趣，該放大器用于高光功率水平。假設(shè)該驅(qū)動器用于驅(qū)動 LTC2387...答案是肯定的。

審核編輯：郭婷