高阻抗傳感器的信號(hào)調(diào)理

在不影響可靠性的情況下處理高阻抗源并保持高阻抗輸入有其自身的一系列挑戰(zhàn)。本文對(duì)高阻抗電路、高阻抗傳感器類(lèi)型以及可用于緩沖和保護(hù)高阻抗電路的器件等問(wèn)題進(jìn)行了定性和定量討論。討論了提高阻抗會(huì)有所幫助的應(yīng)用。

介紹

如果我可以選擇，我不會(huì)使用高阻抗傳感器。它們很容易受到外部噪聲、助焊劑殘留、顆粒跟蹤、偏置電流和遠(yuǎn)距離電荷的影響，因此很難獲得可重復(fù)的結(jié)果。不過(guò)，高阻抗傳感器也有一些優(yōu)點(diǎn)——它們不會(huì)自負(fù)載，而且它們本質(zhì)上功耗很低。為了量化pH、光、加速度或濕度等特性，最實(shí)用的傳感器是高阻抗。大自然提供了它們，所以權(quán)宜之計(jì)促使我們利用它們。通過(guò)仔細(xì)注意設(shè)計(jì)，他們受到周?chē)澜绮焕绊懙膬A向可以大大減少。作為關(guān)于阻抗的一個(gè)有趣的說(shuō)明，隨著實(shí)用超導(dǎo)的出現(xiàn)，阻抗具有無(wú)限可實(shí)現(xiàn)的范圍。這還能說(shuō)什么呢？

基準(zhǔn)電阻和對(duì)高阻抗的恐懼

任何研究高阻抗傳感器的電路都應(yīng)使用高阻抗源進(jìn)行表征，因此每個(gè)工程師都應(yīng)該提供一些高值基準(zhǔn)電阻。Vishay Techno 提供 50GΩ 的表面貼裝電阻器，現(xiàn)成有 1GΩ 和 2GΩ 值的樣品（上次我檢查時(shí)）。我還有一些非常好的引線(xiàn)10GΩ和100GΩ電阻，來(lái)自O(shè)hmite（www.ohmite.com）的“Mini-MOX”系列。這些高得離譜的電阻器的驚人之處在于，它們實(shí)際上非?！皥?jiān)硬”。例如，我被警告不要觸摸電阻器主體，以免皮膚油中的沉積物“降低阻抗”，這迫使我進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。在電阻引線(xiàn)上應(yīng)用吉時(shí)利 614 型靜電計(jì)，儀表讀數(shù)為 9.9 至 10.0GΩ。我繼續(xù)用油膩的手指從鉛到鉛徹底觸摸和擠壓電阻器主體，然后退開(kāi)。儀表精確地恢復(fù)到原來(lái)的位置，9.9到10.0GΩ。但這僅表明我的人體油對(duì)這些特定的參考電阻器并不構(gòu)成直接威脅。健全的實(shí)驗(yàn)室方法仍然會(huì)要求組件、PCB 和絕緣體保持清潔，以確保隨時(shí)間和濕度變化的可靠性。眾所周知，皮膚油的電導(dǎo)率因人而異。對(duì)于清潔，Ohmite 建議使用不含異丙醇和絨毛的濕巾，并在 75°C 烘烤 1 小時(shí)以去除水分。

執(zhí)行此類(lèi)阻抗測(cè)量時(shí)，請(qǐng)記住電纜中的絕緣體與被測(cè)電阻完全并聯(lián)。為了在100GΩ電阻測(cè)量中保持1%的精度，需要不低于10TΩ的總絕緣體阻抗。繞過(guò)此限制的唯一方法是執(zhí)行開(kāi)路校準(zhǔn)，以便可以測(cè)量和計(jì)算出任何分流電阻。吉時(shí)利614沒(méi)有此功能，但性能仍然很好。這強(qiáng)化了這樣一個(gè)事實(shí)，即與絕緣體相比，10GΩ電阻確實(shí)相對(duì)剛性。

高阻抗電路的敵人

當(dāng)泄漏、電流噪聲、偏置電流和靜態(tài)電壓主導(dǎo)誤差時(shí)，阻抗很高。因此，處理高阻抗電路意味著盡量減少這些數(shù)量。最常見(jiàn)和可解決的泄漏形式是由于助焊劑殘留引起的泄漏。支持高阻抗電路的電路板應(yīng)清潔良好，以便去除所有助焊劑。第三方紙板制造商可能有受污染的墊圈，因此可能需要將清潔清洗指定為生產(chǎn)要求。在空間允許的情況下，跡線(xiàn)的間距應(yīng)超出最小設(shè)計(jì)規(guī)則。對(duì)于絕緣體，我從未發(fā)現(xiàn)FR-4會(huì)引起任何問(wèn)題，盡管它確實(shí)會(huì)吸收水分，而特氟龍和玻璃則不會(huì)。一些設(shè)計(jì)師已經(jīng)求助于特氟龍柱或井，但這可能是由于它們固有的表面跟蹤和其他效應(yīng)（如介電吸收）的抵抗力，而不是純粹的絕緣特性。為了在不完美的環(huán)境中保持高表面阻抗，可能需要密封或保形涂層，但這會(huì)降低可維護(hù)性。連接到高阻抗源和輸入的走線(xiàn)應(yīng)由具有相似電位的走線(xiàn)保護(hù)。有許多實(shí)際考慮。例如，雙通道運(yùn)算放大器在引腳3和5處具有同相輸入。引腳5更容易保護(hù)，因?yàn)樗挥诮锹?，而引腳3與負(fù)電源相鄰。

有源器件中的偏置電流和電流噪聲是誤差源。雙極晶體管需要直流基極電流才能工作。FET具有輸入泄漏。在這兩種情況下，由于通過(guò)結(jié)的電子量子化而產(chǎn)生電流噪聲（請(qǐng)注意，對(duì)于一般電流不是這樣，而是對(duì)于通過(guò)結(jié)的電流）。對(duì)于FET，由于米勒效應(yīng)，電流噪聲隨頻率升高（見(jiàn)下面的側(cè)欄）。雖然人們傾向于立即跳轉(zhuǎn)到基于FET的輸入結(jié)構(gòu)，因?yàn)樗鼈兙哂械推秒娏鳎谀承┣闆r下，超β雙極性輸入結(jié)構(gòu)具有優(yōu)勢(shì)，特別是在高溫下工作。FET輸入漏電每10°C翻一番，而超β偏置電流保持相對(duì)穩(wěn)定。無(wú)論哪種情況，都可以采用斬波技術(shù)來(lái)消除失調(diào)電壓和偏置電流的影響。對(duì)于低于幾 MΩ 的阻抗，在未首先考慮 LT6010 或 LTC2054 等極其精準(zhǔn)和低偏置電流運(yùn)放的情況下，不要立即跳轉(zhuǎn)到 FET 輸入放大器。有時(shí)，更好的失調(diào)電壓可以幫助支付稍差的偏置電流規(guī)格。對(duì)于給定的源阻抗，總輸入誤差將為V操作系統(tǒng)+ 我偏見(jiàn)*R源.隨著源阻抗的升高，偏置電流項(xiàng)占主導(dǎo)地位，使MOSFET輸入解決方案更具吸引力。近年來(lái)，隨著CMOS運(yùn)算放大器規(guī)格的改進(jìn)，這一點(diǎn)變得更加真實(shí)。

高阻抗電路遇到的另一個(gè)令人著迷的問(wèn)題是它們對(duì)運(yùn)動(dòng)的敏感性。鞋子在地毯上產(chǎn)生的靜電荷可能達(dá)到千伏級(jí)，因此即使是最微小的電容耦合也會(huì)產(chǎn)生大量的電荷注入。測(cè)量時(shí)，請(qǐng)退后并保持不動(dòng)。屏蔽當(dāng)然有幫助，但機(jī)械振動(dòng)會(huì)調(diào)節(jié)PCB走線(xiàn)和任何局部金屬制品之間的電容（微音），并導(dǎo)致電荷注入。即使金屬制品電壓本身沒(méi)有變化，而只是在與走線(xiàn)不同的直流電壓下也是如此。所以屏蔽你的電路，但不要太近。當(dāng)機(jī)械運(yùn)動(dòng)或應(yīng)力在絕緣體上感應(yīng)到微觀水平的電壓時(shí)，它們通常被稱(chēng)為摩擦電或壓電效應(yīng)。高阻抗源可能需要使用低摩擦電噪聲電纜，例如在高振動(dòng)環(huán)境中的百通型9239。

器件和放大器注意事項(xiàng)

分立式MOSFET的漏電流規(guī)格較差，但實(shí)際上，它們的性能可能比其規(guī)格高出多達(dá)六個(gè)數(shù)量級(jí)。例如，熟悉的2N7002規(guī)定通道泄漏最大值為1μA，柵極泄漏最大值為0.1μA。但是，在實(shí)驗(yàn)室中觀察這些漏極為20V的器件，柵極和電源接地，您會(huì)發(fā)現(xiàn)總總泄漏電流僅為約1pA！顯然，規(guī)格并不反映設(shè)備的功能，而是生產(chǎn)測(cè)試時(shí)間和分辨率的成本。更好的規(guī)格需要更多的測(cè)試時(shí)間和更好的測(cè)試設(shè)備，因此您需要為此付費(fèi)。當(dāng)然，更好的規(guī)格最終也會(huì)影響產(chǎn)量。

超低漏電流匹配對(duì) JFET 可從線(xiàn)性集成系統(tǒng) 的 LS830 和 InterFET的 IFN424 中獲得。我最喜歡的單個(gè) JFET 是飛利浦 BF862，因?yàn)樗?3pA 柵極電流、亞納伏噪聲密度和易于處理的 -0.6V 夾斷電壓。2N4416也很受歡迎，特別是因?yàn)樗膩喥しǖ螺斎腚娙莺涂捎^的噪聲密度，但它具有大而變化的夾斷電壓（2V – 6V?。@一直是JFET世界的禍根。

CMOS運(yùn)算放大器已經(jīng)問(wèn)世多年，但規(guī)格很差，實(shí)際結(jié)果更差。凌力爾特最近推出了兩款非常出色的 CMOS 放大器 – （精密微功率）LTC6078 和（更高速度的）LTC6241。LTC6241 在 25°C 時(shí)提供了一個(gè) 4pA 最大值的輸入漏電流，在 70°C 時(shí)保證低于 75pA 電流。市場(chǎng)上也有基于JFET輸入的“靜電計(jì)級(jí)”運(yùn)算放大器，但這些運(yùn)算放大器相對(duì)昂貴。最后，沒(méi)有一個(gè)運(yùn)算放大器或半導(dǎo)體器件是完美的，因此通過(guò)繼電器和校準(zhǔn)或斬波技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)最佳的直流結(jié)果。

圖1所示電路就是一個(gè)例子，它集成了兩個(gè)力平衡歸零技術(shù)實(shí)例。要遵循該操作，假設(shè)所有開(kāi)關(guān)都已打開(kāi)，然后關(guān)閉 S2 和 S3。這會(huì)接合超精密積分放大器A2，迫使A1的輸出接地。A1 的輸入偏移量出現(xiàn)在其 +input 處，其偏移量的 101 倍存儲(chǔ)在 C1 上。打開(kāi)S3允許A1再次正常工作，但有效失調(diào)為1μV，漂移約為1μV/秒?，F(xiàn)在，打開(kāi)S2將反饋電阻R1放入電路中，并產(chǎn)生等于I偏見(jiàn)* R1 – 典型值為 1mV。關(guān)閉 S4 和 S5 會(huì)再次使 A1 的輸出清零，但這次是通過(guò) A3。A1的偏置電流現(xiàn)在通過(guò)R2提供，并以60mV/pA的電壓存儲(chǔ)在C2上。開(kāi)路S4結(jié)束調(diào)零階段，閉合S1連接輸入驅(qū)動(dòng)器，在本例中顯示為被測(cè)電阻（RUT）和電壓源。但是，雖然放大器現(xiàn)在接近完美，但不會(huì)持續(xù)太久。電容器 C1 和 C2 上的漂移將需要在幾秒鐘內(nèi)產(chǎn)生新的調(diào)零相位，否則放大器規(guī)格可能會(huì)降低到超出獨(dú)立 LTC6241 的規(guī)格。圖 2 顯示了一種簡(jiǎn)單得多的方法。該電路不是試圖完善放大器，而是斬波激勵(lì)，以便減去放大器的貢獻(xiàn)。此外，RUT已移至反饋路徑，因此輸出與RUT電阻成比例，而不是與RUT導(dǎo)納成正比。上升時(shí)間在10ms （10-90%）處用1GΩ車(chē)轍測(cè)量，因此激勵(lì)不應(yīng)快于約10Hz，以確保充分建立。

圖 1：使用清零技術(shù)很誘人，并且可以通過(guò)大量的努力和屏蔽來(lái)工作。但是，制造像這樣的“完美”放大器會(huì)變得昂貴，并且背離固態(tài)的高可靠性。您可能會(huì)在投入生產(chǎn)之前破產(chǎn)。

圖 2：使用斬波激勵(lì)技術(shù)可以更容易地實(shí)現(xiàn)類(lèi)似的精度。在這里，放大器的特性不是增強(qiáng)的，而是測(cè)量和減去的。什么是運(yùn)算放大器失調(diào)和偏置電流？沒(méi)多大關(guān)系。

保護(hù)高阻抗電路

但是，如何在不影響輸入阻抗的情況下保護(hù)高阻抗電路呢？好吧，嚴(yán)格來(lái)說(shuō)你不能，但你可以接近。最好的方法之一是使用串聯(lián)電阻和一些串聯(lián)電感，即使它只是一段走線(xiàn)。電感和寄生效應(yīng)將分散ESD脈沖，并提高它在到達(dá)任何敏感點(diǎn)之前跳到機(jī)箱的幾率。您可以通過(guò)在要敲擊的連接器引腳附近的布局中引入火花隙來(lái)進(jìn)一步提高這些幾率。這既便宜又有效，但它可能會(huì)在更高密度的數(shù)字設(shè)計(jì)中引起問(wèn)題。火花隙重新發(fā)出強(qiáng)烈的EMI波（包括一些漂亮的怪異藍(lán)色），我已經(jīng)看到這種碰撞在船上但遙遠(yuǎn)的'486反復(fù)發(fā)生。幸運(yùn)的是，硬件沒(méi)有受到傷害，因此這取決于為設(shè)計(jì)指定的抗擾度級(jí)別。在我們的案例中，這是一個(gè)失敗，因?yàn)椴辉试SPC重置干預(yù)。對(duì)于模擬設(shè)計(jì)或簡(jiǎn)單的數(shù)字設(shè)計(jì)，火花隙應(yīng)該不是問(wèn)題。氣體放電管也可作為組件提供。

使用二極管箝位所做的幾乎任何事情都會(huì)引起泄漏效應(yīng)。肖特基斯可能是不可能的，因?yàn)樗麄兺┧?。提供超低漏電二極管，例如中央半導(dǎo)體（http://www.centralsemi.com）的CMPD6001系列和飛利浦（http://www.semiconductors.philips.com）的BAS416;但最大泄漏規(guī)格實(shí)際上相當(dāng)高：500pA至5nA，這是在低溫下。熱門(mén)規(guī)格甚至更糟，通常達(dá)到微安級(jí)。為了獲得最低的漏電，JFET結(jié)的性能仍然優(yōu)于二極管。2N4393 在室內(nèi)典型泄漏為 5pA，在 100°C 時(shí)泄漏 3nA，Vishay 采用 SOT-23 封裝。將此與 LTC6241 在 70°C 時(shí)的最大額定偏置電流 75pA 進(jìn)行比較。即使添加好的二極管或JFET也會(huì)導(dǎo)致顯著的衰減。但是，一些設(shè)計(jì)工作可以幫助解決這個(gè)問(wèn)題。例如，考慮圖3所示的跟蹤限幅電路。二極管由A2反向偏置，平均直流電壓存儲(chǔ)在C1上。過(guò)壓和尖峰將被分流到儲(chǔ)能電容，但允許直流通過(guò)（單位增益）。這樣可以保護(hù)輸入，并縮短輸入過(guò)載恢復(fù)時(shí)間。在需要直流增益的情況下，只需短接C1，并將A2的輸入移動(dòng)到A1的反相輸入。反相電路更容易保護(hù)，因?yàn)槎O管可以簡(jiǎn)單地接地。

圖 3：跟蹤箝位將 JFET 用作保護(hù)二極管，但 A2 反向驅(qū)動(dòng)這些 JFET 至與輸入相同的電壓。齊納二極管及其電容器承載大部分箝位電流。R1和R2使電流遠(yuǎn)離放大器。

側(cè)邊欄：電流噪聲測(cè)量

當(dāng)有很多東西要測(cè)量時(shí)，測(cè)量某物很容易，當(dāng)幾乎沒(méi)有東西要測(cè)量時(shí)，測(cè)量是困難的。良好的FET具有非常小的電流噪聲，尤其是在低頻下，這使得它本身難以測(cè)量。在高頻下，F(xiàn)ET輸入電流噪聲會(huì)因漏極中的米勒效應(yīng)或尾電流噪聲吹回柵源電容而上升，具體取決于電路拓?fù)?。高頻處的電流噪聲較多，這一事實(shí)使其更容易測(cè)量，但事實(shí)上，在任何實(shí)際的高阻抗電路中，帶寬都會(huì)滾落。

對(duì)于低頻測(cè)量，只需將運(yùn)算放大器（為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，我將討論僅限于運(yùn)算放大器）配置為單位增益緩沖器，并將10GΩ源電阻接地，如圖4所示。使用電池并將電路封裝在餅干罐中，并帶有 BNC 通過(guò)連接器訪(fǎng)問(wèn)輸出。測(cè)量輸出直流電壓，并確保其在給定運(yùn)算放大器的典型指定偏置電流（I偏見(jiàn)= V外/10GΩ）。如果看起來(lái)合理，則記下測(cè)量值。（如果它不是LTC運(yùn)算放大器，則可能必須先校正失調(diào)電壓。現(xiàn)在使用頻譜分析儀查看低頻輸出內(nèi)容。確保您看到的是輸入電路的滾降下方。作用在 10GΩ 電源上的 3pF 輸入電容將導(dǎo)致 -3dB 低通滾降（在 5.3Hz 時(shí)）。低于該頻率，由于噪聲噪聲而使用平均法，您應(yīng)該能夠看到10GΩ電阻的13μV/√Hz（室溫下）噪聲密度形成，如圖5所示。正常工作和屏蔽后，任何額外的輸出噪聲都是由于輸入電流噪聲作用在10GΩ源上，因?yàn)榉糯笃鞯妮斎腚妷涸肼曄鄬?duì)較小。

這個(gè)輸出噪聲的單一圖為我們提供了兩個(gè)測(cè)量值：低頻輸入電流噪聲和輸入電容C在.低頻輸入電流噪聲源自在 0.22Hz 下測(cè)得的 13.6μV/√Hz 輸出噪聲密度（圖 5，DUT 是 LTC6241）。減去預(yù)期的13μV/√Hz電阻噪聲RMS，得到4μV/√Hz [sqrt（13.6^2 – 13^2） = 4]歸因于運(yùn)算放大器電流噪聲。將 4μV/√Hz 除以 10GΩ，得到 0.4fA/√Hz 的輸入電流噪聲測(cè)量值。該數(shù)字可以與sqrt（2*q*I）的預(yù)期理論電流噪聲密度進(jìn)行比較偏見(jiàn)），其中q是電子電荷1.6e-19庫(kù)侖，I偏見(jiàn)是上面測(cè)量的偏置電流。輸入電容C在可以從同一圖中顯示的 -3dB 點(diǎn) 4.3Hz 導(dǎo)出。-3dB點(diǎn)出現(xiàn)在C處在=1/2pi*R*f，其中 R=10GΩ 和 f=4.3Hz，得到 C在=3.7pF.

圖 4：用于測(cè)量低頻電流噪聲的簡(jiǎn)單電路。10GΩ 電阻提供 13μV/√Hz 的電流，并緩沖至輸出。在輸出端看到的額外噪聲是由于電流噪聲* 10GΩ。相同的電路無(wú)需修改，也產(chǎn)生輸入電容C在.通過(guò)打開(kāi)餅干罐內(nèi)的電池來(lái)消除電源噪聲和干擾。

圖 5：圖 4 電路的輸出噪聲頻譜（27 小時(shí)平均值）。該電阻器提供 13μV/√Hz 的貢獻(xiàn)，額外的 0.6μV/√Hz 來(lái)自 LTC6241 的 0.5fA/√Hz，工作到 10GΩ 源 （增加 RMS 方面）。4.3Hz 時(shí)的響應(yīng)為 -3dB，表示包括所有寄生效應(yīng)在內(nèi)的總輸入電容為 3.7pF。

使用相同的電路，但查看更高的頻率，您還可以看到電流噪聲上升的影響 – 圖 5a。

圖 5a：圖 4 電路的高頻輸出噪聲頻譜。電流噪聲隨頻率上升，但輸入電容阻抗隨頻率下降。綜合效應(yīng)是高頻下的平坦輸出噪聲。在100kHz時(shí)，3.7pF輸入C看起來(lái)像430kΩ。因此，此處所示的50nV/√Hz輸出噪聲意味著100kHz時(shí)的輸入電流噪聲為116fA/√Hz。

圖 5b：LTC6241 +輸入的輸入電流噪聲與頻率的關(guān)系，根據(jù)圖 5 和圖 5a 計(jì)算得出。電流噪聲在低頻時(shí)是平坦的，每kHz上升116fA /√Hz。整個(gè)情節(jié)從一個(gè)電路中收集，無(wú)需修改。

請(qǐng)注意，輸出電壓噪聲在高頻時(shí)趨于平坦。這是因?yàn)楸M管電流噪聲在上升，但它正在研究阻抗隨頻率下降的輸入電容。所以產(chǎn)品是平的。在100kHz時(shí)，3.7pF輸入電容看起來(lái)像430kΩ。因此，50nV/√Hz輸出噪聲除以430kΩ一定是由于100kHz時(shí)輸入電流噪聲為116fA/√Hz?，F(xiàn)在，我們可以將輸入電流噪聲繪制為頻率的函數(shù)（到目前為止僅在+輸入端測(cè)量），如圖5b所示。在低頻時(shí)，它是平坦的0.4fA / √Hz，在高頻下以每kHz116fA / √Hz的速率上升。（或者用更基本的單位，電流噪聲隨頻率上升的速率為1.16attoAmps*Hz-3/2）。

但對(duì)于高頻情況，許多工程師更喜歡使用拓?fù)涓咏A(yù)期應(yīng)用電路的測(cè)試電路。跨阻電路最常被采用，因?yàn)樗堑碗娏髟肼暩咦杩闺娐罚ㄍǔ?yīng)用于光電二極管）最常用的應(yīng)用電路。請(qǐng)參閱圖 6。該電路仿真跨阻光電二極管放大器，C2代替1.5pF光電二極管，C1為高頻短路。由于有限運(yùn)算放大器增益帶寬和R2：C2反饋網(wǎng)絡(luò)的噪聲增益隨頻率增加，帶寬滾降。這比之前加密的單個(gè)RC輸入要復(fù)雜得多！幸運(yùn)的是，電流噪聲會(huì)隨著頻率的增加而上升，這通常是不希望的，除非試圖測(cè)量它。圖7顯示了電路的原始輸出噪聲頻譜，電壓為V在打開(kāi)。左邊的平坦區(qū)域以582nV/√Hz時(shí)的20MΩ電阻噪聲為主，噪聲系數(shù)非常接近0dB。噪聲明顯隨頻率升高，但這可能是由于電流噪聲上升或電壓噪聲和噪聲增益上升造成的。快速計(jì)算可以幫助確定其中任何一個(gè)是否占主導(dǎo)地位，但首先我們應(yīng)該使用頻率進(jìn)行增益校準(zhǔn)。R1和C1提供激勵(lì)窗口，從而提供增益測(cè)量窗口。

一目了然，圖6的整個(gè)電路是一個(gè)積分器，后跟一個(gè)微分器，因此它應(yīng)該具有平坦的響應(yīng)。事實(shí)上，在低頻時(shí)，響應(yīng)會(huì)滾落，因?yàn)镽1：C1積分器沒(méi)有增益。但我們對(duì)低頻不感興趣。在遠(yuǎn)高于R1*C1的頻率經(jīng)C2的電流隨頻率變化恒定（與理想光電二極管一樣），增益確實(shí)趨于平坦，如圖8所示。中頻帶增益因數(shù)為 R2*C2 / R1*C1，或每 1V 激勵(lì)輸入輸出約 30mV。這在實(shí)驗(yàn)室中很容易確認(rèn)，并且通過(guò)精確測(cè)量，元件公差變得不重要，并且可以歸一化測(cè)量的增益（實(shí)際上是衰減）。在更高的頻率下，由于運(yùn)算放大器的有限增益帶寬和電路的噪聲增益以及R2附近的寄生電容，差分器開(kāi)始出現(xiàn)帶寬問(wèn)題。結(jié)果是增益隨頻率下降 - 但我們知道它會(huì)，這就是我們測(cè)量它的原因。

重要的是，輸出噪聲是用與增益完全相同的電路測(cè)量的，包括運(yùn)算放大器和寄生效應(yīng)，但去掉了激勵(lì)。將所得輸出噪聲與頻率數(shù)據(jù)除以歸一化增益與頻率數(shù)據(jù)，得出輸出噪聲的帶寬校正版本，就好像運(yùn)算放大器具有無(wú)限增益帶寬而反饋電阻沒(méi)有寄生效應(yīng)一樣。某些信號(hào)分析儀（如 HP3562）在波形分頻和繪圖生成方面做得非常出色，同時(shí)為該分析保留了正確的單位。但不幸的是我沒(méi)有，無(wú)論如何它仍然讓新手感到困惑，所以我提供了一個(gè)示例計(jì)算。如果可以在一個(gè)頻率下執(zhí)行計(jì)算，最終在所有頻率下執(zhí)行計(jì)算變得容易。

同樣使用LTC6241作為DUT時(shí)，我在4kHz時(shí)測(cè)得了0.0290的中頻增益（低于標(biāo)稱(chēng)0.030，可能是由于C2容差），如圖8所示。在100kHz時(shí)，增益已降至0.0212，或約為中頻增益的0.73?，F(xiàn)在，我們可以將此增益校正應(yīng)用于100kHz的噪聲測(cè)量。

再次參考圖 7。在高頻下，即使響應(yīng)下降，噪聲也會(huì)上升。在100kHz時(shí)，我們測(cè)量1.61μV/√Hz輸出噪聲。為了校正增益滾降，我們從增益曲線(xiàn)除以0.73，得到2.20μV/√Hz，仍為輸出參考。這就是輸出噪聲，運(yùn)算放大器具有無(wú)限快速度，反饋20MΩ電阻周?chē)鷽](méi)有分流電容。為了將該噪聲與輸入端相參考，許多TIA設(shè)計(jì)人員只需除以20MΩ反饋?zhàn)杩?，即可?10fA/√Hz輸入折合到電流噪聲e。

但這忽略了某些輸出噪聲是由輸入電壓噪聲引起的事實(shí)。我們需要執(zhí)行前面提到的計(jì)算來(lái)確定哪個(gè)噪聲占主導(dǎo)地位。運(yùn)算放大器的電壓噪聲到達(dá)輸出，乘以噪聲增益。LTC6241 的輸入電容為 3.5pF （Cdm + Ccm） 與 C1 相結(jié)合，可構(gòu)成 5pF。讓我們假設(shè)1pF的額外寄生效應(yīng)總共6pF。在100kHz時(shí)，這看起來(lái)像265kΩ。噪聲增益為 1+Zf / Zshunt，或 1+20MΩ/265kΩ = 76。LTC6241 的輸入電壓噪聲為 7nV/√Hz，因此在輸出端，它將貢獻(xiàn) 76*7nV = 532nV/√Hz。從 2.20μV/√Hz 中減去此有效值，得到 2.13μV/√Hz。這根本不是一個(gè)明顯的校正，但它確實(shí)將上面計(jì)算的110fA/√Hz電流噪聲降低到107fA/√Hz。

以這種方式測(cè)量運(yùn)算放大器的電流噪聲時(shí)，篩選出電壓噪聲的影響至關(guān)重要。圖5所示電路沒(méi)有這種復(fù)雜性，因?yàn)殡妷涸肼曉谒星闆r下都被淹沒(méi)，噪聲增益是一個(gè)穩(wěn)定的單位，帶寬不受影響。因此，兩種不同器件在兩個(gè)不同輸入端的兩種測(cè)量技術(shù)產(chǎn)生的電流噪聲結(jié)果相差不到10%，這一事實(shí)表明，運(yùn)算放大器具有良好的對(duì)稱(chēng)輸入結(jié)構(gòu)和器件間可重復(fù)性，并且這些技術(shù)是可靠的。一切都亂成一團(tuán)的可能性很小，我們?nèi)匀辉O(shè)法欺騙了自己。

圖 6：高頻電流噪聲測(cè)量電路仿真光電二極管跨阻放大器，C2 取代光電二極管。R1和C1用于高頻增益校準(zhǔn)。C1 是一種并聯(lián)組合，以最大限度地降低寄生電感。

圖 7：V 時(shí)的輸出噪聲頻譜在開(kāi)路，在 100kHz 時(shí)輸出噪聲密度為 1.61μV/√Hz。為了校正增益滾降，我們需要圖8所示的增益校正曲線(xiàn)。100kHz 時(shí)的校正輸出噪聲為 1.61uV/√Hz / 0.73 = 2.2μV/√Hz。要計(jì)算折合到輸入端的電流噪聲，請(qǐng)除以20MΩ得到110fA/rtHz。

圖 8：圖 6 電路的增益與頻率的關(guān)系。中頻“平坦”增益為0.0290，在100kHz時(shí)滾降至0.0212。這表明在100kHz時(shí)相對(duì)增益為0.73。

壓電加速度計(jì)的電荷放大器權(quán)衡 – 提高阻抗實(shí)際上如何提供幫助

圖9和圖10顯示了放大電容式傳感器信號(hào)的兩種不同方法。兩種情況下的傳感器都是770pF壓電沖擊傳感器加速度計(jì)，在物理加速度下產(chǎn)生電荷。圖9顯示了經(jīng)典的“電荷放大器”方法。運(yùn)算放大器采用反相配置，因此傳感器可以查看虛擬接地。傳感器產(chǎn)生的所有電荷都通過(guò)運(yùn)算放大器的作用強(qiáng)制通過(guò)反饋電容。由于反饋電容比傳感器小100倍，因此它將被迫達(dá)到傳感器開(kāi)路電壓的100倍。因此，電路增益為100。這種方法的好處是電路的信號(hào)增益與傳感器和放大器之間引入的任何電纜電容無(wú)關(guān)。因此，該電路適用于電纜長(zhǎng)度可能變化的遠(yuǎn)程加速度計(jì)。該電路的難點(diǎn)是小電容的增益設(shè)置不準(zhǔn)確，以及由于偏置電阻作用于小反饋電容而導(dǎo)致的低頻截止。

圖10所示為同相放大器方法。這種方法有很多優(yōu)點(diǎn)。首先，增益由電阻器精確設(shè)置，而不是使用小電容器。其次，低頻截止由偏置電阻決定，偏置電阻工作到大的770pF傳感器，而不是進(jìn)入一個(gè)小的反饋電容，以實(shí)現(xiàn)較低的頻率響應(yīng)。第三，同相拓?fù)淇梢圆⒙?lián)和求和（如圖所示），以可擴(kuò)展地降低電壓噪聲。該電路的唯一缺點(diǎn)是輸入端的寄生電容會(huì)略微降低增益。該電路在寄生輸入電容（如走線(xiàn)和電纜）相對(duì)較小且不變的情況下受到青睞。

在計(jì)算所需低頻截止所需的偏置電阻時(shí)，請(qǐng)考慮可能希望使偏置電阻更大。這降低了低頻時(shí)的本底噪聲。例如，如果我們想支持-3dB時(shí)低至10Hz的頻率，則偏置電阻的工作頻率為1/2pi*10Hz*770pF = 20MΩ。在10Hz時(shí)，20MΩ電阻將產(chǎn)生580nV/√Hz的噪聲，并且像信號(hào)一樣下降-3dB。如圖所示，使電阻為1GΩ，其4000nV/√Hz電壓噪聲將被加速度計(jì)電容衰減至有效的80nV/√Hz，而信號(hào)幾乎不會(huì)衰減。有時(shí)，比傳統(tǒng)要求的阻抗更高實(shí)際上會(huì)有所幫助！

圖 9：經(jīng)典反相電荷放大器。電纜電容（即長(zhǎng)度）的變化不會(huì)影響信號(hào)增益。當(dāng)加速度計(jì)遠(yuǎn)離放大器且電纜長(zhǎng)度未指定時(shí)，使用此電路。缺點(diǎn)：增益由低值反饋電容設(shè)定。低頻性能由偏置電阻設(shè)置。

圖 10：同相電荷放大器具有多種優(yōu)勢(shì)。級(jí)可以并聯(lián)以降低電壓噪聲。偏置電阻工作在更高的電容下，以獲得更好的低頻響應(yīng)。

結(jié)論

器件和材料可用于支持和保護(hù)非常高的阻抗。處理高阻抗需要了解其他微小現(xiàn)象。有時(shí)，對(duì)這些現(xiàn)象（例如電流噪聲）進(jìn)行量化本身就具有挑戰(zhàn)性。但是，使用正確的電路技術(shù)，測(cè)量變得有意義且可重復(fù)。正確擊穿泄漏、建立時(shí)間、電壓噪聲和電流噪聲等誤差源有助于電路設(shè)計(jì)人員了解預(yù)期結(jié)果并得到它。

審核編輯：郭婷