ADSL線路驅動器設計指南2

本文的第一部分它討論了不同的DSL標準、DSL信號的特性、DSL差分驅動器的設計以及本應用中使用的放大器的要求。

設計計算、伏特、安培和功耗

在DSL應用中考慮線路驅動器的功率要求非常重要。雖然標稱功率水平為100mW有效值或小于100Ω的負載似乎不是很多功率，驅動器必須處理較大的峰值信號，因此需要大于標稱電源電壓。這既增加了驅動器封裝的功耗，又增加了電源所需的峰值電流能力。這個問題在中央局設計中變得最為關鍵，因為許多DSL端口都包含在由一個電源供電的單個卡上。此外，必須正確處理驅動器產生的熱量，以確?？煽窟\行。

本節(jié)將提供必要的計算，以確定任一標準的ADSL驅動器的電壓、電流和功耗。將這些方程放在電子表格中非常有用，可以快速觀察不同設計變量對整個系統(tǒng)的影響。假設選擇了一款寬帶、低失真驅動器 （LT1795 和 LT1886 是出色的選擇），則需要考慮的三個最重要的系統(tǒng)問題是總電源電壓、峰值輸出電流和所需的驅動器功耗。

對于這些計算，所需的RMS電壓被視為直流電平，以估算功耗。在實際的DSL設計中，這種方法將DMT信號的典型功耗高估了10%至20%，因為數(shù)據傳輸并不總是處于最大輸出功率水平。系統(tǒng)內置的DSP智能功能可自動調整每個連接的發(fā)射功率電平和頻譜。電話線環(huán)路越短，傳輸功率降低;對于較長的環(huán)路，并非所有通道都被使用，并且每個通道的數(shù)據位數(shù)會減少。當連接環(huán)路長度在 4000 英尺到 10，000 英尺之間并且恰好存在顯著水平的噪聲干擾和/或低線路阻抗條件時，提供最大發(fā)射功率。設計處理保守估計為可靠運行提供了安全裕度。

輸入變量

在開始設計之前，必須知道以下信息：使用哪種DSL標準，全速率或G.Lite，無論是上游（CPE）還是下游（CO）。這些相同的公式適用于任何DSL標準（例如HDSL和HDSL2），但輸入參數(shù)發(fā)生了一些變化（見表1）。

基本系統(tǒng)要求

以下公式確定基本工作要求，與設計中使用的驅動放大器無關：

線路功率（瓦特）：

示例：20dBm = 100mW。

有效值線路電壓：

變壓器初級電源：

變壓器初級阻抗：

變壓器端接電阻：

初級有效值電壓：

變壓器初級有效值電流：

驅動放大器有效值輸出電壓：

這是兩個放大器輸出之間的RMS電壓。如果 R英國電信電阻器尺寸適當，該電壓是變壓器初級方均方均方電壓的兩倍。

峰值驅動放大器輸出電流：

峰值電流處理能力是選擇驅動放大器的關鍵。

驅動放大器提供的功率：

總線路驅動器電壓增益：

差分放大器電壓增益：

所用變壓器的匝數(shù)比對整體設計至關重要。圖1顯示了驅動器兩端的最小總電源電壓以及所需的峰值驅動器輸出電流與匝數(shù)比的函數(shù)關系。這些是基于理想放大器的絕對最低要求，理想放大器具有0V裕量，因此能夠完全擺動到任一電源軌，以及理想的變壓器，插入功率損耗為零。實際實現(xiàn)將需要更大的電源電壓，詳見下一節(jié)。嘗試使用傳統(tǒng)的變壓器端接電阻設計電源電壓或電流能力較低的系統(tǒng)將導致削波和傳輸數(shù)據錯誤。

圖1.所需的最小峰峰值驅動器輸出電壓和峰值輸出電流，是理想的放大器和變壓器。

圖1還比較了不同的ADSL標準與中央局、下游、全速率ADSL，后者需要最多的電流和電壓。下游 G.Lite 和上游全速率和 G.Lite 調制解調器的線路功率要求降低，從而產生了具有較低電壓和電流要求的設計。

重要驅動器特性：裕量電壓和靜態(tài)電流

為了確定驅動器所需的電源電壓、功耗和功耗，必須考慮驅動器放大器的裕量電壓和所需的靜態(tài)電流。

放大器的最小總電源電壓：

驅動放大器的實際電源電壓必須設置為高于最小峰峰值放大器輸出擺幅，以提供裕量電壓，防止峰值信號削波。使用大于此最小值的電源電壓會增加驅動器放大器的功耗。

放大器的裕量電壓由輸出電壓擺幅的保證規(guī)格或顯示輸出飽和電壓與輸出電流或不同負載電流下溫度的關系曲線確定。裕量電壓是給定負載電流下電源電壓軌與最大輸出電壓擺幅（正負）之差。圖2顯示了用于確定放大器輸出飽和電壓的簡單模型以及有用的數(shù)據手冊曲線示例。

圖2.典型輸出級模型和常用數(shù)據手冊曲線用于確定放大器裕量電壓。

在大信號瞬變期間，放大器輸出級的晶體管將完全導通，以將輸出拉近電源軌。信號擺動距離的限制可以建模為晶體管兩端的固定壓降，由電阻串聯(lián)驅動。該電阻增加了電壓擺幅限制，與晶體管必須提供或吸收的負載電流成正比。固定壓降和電阻兩端電壓的總和稱為輸出飽和電壓。用于模擬該特性的值可以從數(shù)據手冊曲線確定。圖 2 示出了 LT1795 數(shù)據手冊上顯示的曲線。

該曲線顯示了正負放大器飽和電壓與結溫的關系，以及兩個不同的負載電阻值。DSL線路驅動器通常運行溫度較低，因此曲線上的感興趣區(qū)域將在50°C左右的結溫范圍內。 為了確定模型的正輸出擺幅的固定電壓部分，V坐+，使用 R 評估頂部曲線L= 2k。從曲線可以看出，輸出將擺動到正電源的1.2V以內。由于曲線是使用±15V電源產生的，因此50°C時的負載電流僅為13.8V/2kΩ或7mA。要確定模型中串聯(lián)電阻的值，請確定輸出飽和電壓隨負載電流變化的變化。在相同的50°C結溫點下，用R評估上部曲線L= 25Ω.在此負載下，輸出擺幅在正電源軌的 1.8V 以內，負載電流為 13.2V/25Ω 或 528mA。串聯(lián)電阻為 ΔV坐/ΔI外（0.6V/521mA），即1.15Ω。根據這些值，正放大器飽和電壓將為1.2V + 1.15Ω ? I峰其中 I 的值峰取決于特定的調制解調器設計。對放大器向負供電軌擺幅應用相同的方法，導致飽和電壓模型參數(shù)串聯(lián)為1.2V，電阻為2.2Ω。

利用這些值模擬 LT1795 的輸出飽和特性，在任何峰值輸出電流水平下，由于較高的有效串聯(lián)電阻壓降，輸出級在向負電源擺動時將飽和或削波，然后削波于正擺幅。如果任一輸出擺幅偏移削波，則可能發(fā)生傳輸誤差，因此在確定驅動器的總電源電壓要求時，放大器的總裕量電壓V人力資源，應是兩個輸出飽和電壓中較大的兩倍。這將確保輸出在最大峰值信號條件下根本不會削波。

與 V供應設置足夠大以防止信號削波 電源的總功耗可通過公式14確定：

整線驅動器功耗：

此等式引入了兩個新項 V額外和我Q.V額外是高于 V 的總附加電源電壓供應量（最?。?，實際上用于為驅動放大器供電。例如，如果設計的最小總電源電壓確定為20V（或±10V），但實際可用電源為±12V，則V額外期限為 24V – 20V 或 4V。在確定系統(tǒng)中要使用的電壓和電流能力的電源時，每個線路驅動器的總功耗非常重要。當多個DSL端口由預先設計的電源供電時，這一點變得最為重要。電源可能成為允許端口數(shù)量的限制因素。

靜態(tài)電流，IQ，基本上是驅動放大器的工作電源電流。這是偏置放大器內部電路所需的電流。通常，處理失真極低信號的高速、高輸出電流放大器需要的工作電流明顯高于通用放大器。該電流會增加驅動器封裝的功耗和功耗，因為無論是否施加信號，都必須始終提供電流。然而，驅動器中靜態(tài)電流的功耗不僅僅是I的固定直流功率Q? V供應.如圖3所示，大部分靜態(tài)電流被轉移到放大器輸出級，并在處理信號時成為負載電流的一部分。所示曲線再次針對 LT1795 驅動器。空載時，所有30mA靜態(tài)電流從正電源流經放大器流向負電源。然而，當負載源出或吸收500mA電流時，只有12mA流過放大器，剩余的18mA被輸出級吸收并轉移成為負載電流的一部分。為了準確估計驅動器的平均功耗，應考慮靜態(tài)電流的共享。這將防止過度設計熱管理區(qū)域。我Q公式14中的項應該是在負載電流電平I下繼續(xù)流過放大器的唯一電流普利（有效值）.轉移靜態(tài)電流包含在 I 中普利（有效值）術語。

圖3.放大器的大部分靜態(tài)電流被傳遞到負載電流。

遺憾的是，靜態(tài)工作電流與負載電流的關系曲線在典型數(shù)據手冊中找不到。應對所選放大器進行一些表征。放大器功率輸出級的設計多種多樣，直接影響總工作靜態(tài)電流的轉移。

線路驅動器放大器的功耗：

在解決熱管理問題時，驅動器包中的功耗非常重要。

為了最大限度地降低功耗，驅動器應由電源供電，并將電壓設置為所需的最小值。然而，大多數(shù)實現(xiàn)方案使用現(xiàn)有的電源電壓，通常為±15V、±12V或僅12V電源軌用于線路驅動器/接收器。圖4顯示了線路驅動器放大器封裝中的實際功耗，具有常用的電源電壓和一系列變壓器匝數(shù)比。這是一個實際示例，其中假設了放大器裕量和靜態(tài)電流以及一些變壓器功率損耗的值。低功耗上游調制解調器需要較少的工作電流，這有助于最大限度地降低封裝功耗。如果匝數(shù)比對于給定電源電壓來說太低，則圖表上的線將終止，因為電源電壓不夠大，無法防止DMT信號峰值削波。

圖4.驅動器功耗與匝數(shù)比：實際實現(xiàn)。

如前所述，驅動器的功耗是一個重要的問題，因為它會在系統(tǒng)中產生熱量。對于每個ADSL標準，都需要一定的最小功耗。增加功耗的三個因素是放大器裕量電壓、放大器靜態(tài)工作電流和線路耦合變壓器的功率損耗。在選擇放大器和變壓器時注意這三個因素可以優(yōu)化整體功耗。表2總結了這三個項的放大器功耗靈敏度（見公式15）的分析。這顯示了單獨計算的每個因素對總封裝耗散的影響，其他兩個因素設置為零。術語 n 是變壓器匝數(shù)比。

標準	ADSL 全速率下行	G.精簡版下游	全速率和G.Lite上游	額外的功耗
最小功耗，P最低	860毫瓦	367毫瓦	172毫瓦
放大器靜態(tài)電流，IQ	33.5毫瓦/氮	22.14毫瓦/氮	15毫瓦/氮	每 1mA 的 IQ/ 3迪斯= （因子） ? （IQ/1毫安）
總放大器裕量電壓，V人力資源	n ? 31.6毫瓦	n ? 20.9毫瓦	n ? 14.1毫瓦	每 1V V人力資源/ <>迪斯= （因子） ? （V人力資源/1V）
變壓器插入損耗，P損失分貝	2.3%	2.3%	2.3%	每 0.1dBm P損失,

表2中的系數(shù)粗略地說明了這三個系統(tǒng)變量的額外功耗。I 對功耗的綜合影響Q/ 5人力資源和 P損失仍必須由公式 15 確定。

優(yōu)化功耗、可調靜態(tài)電流和關斷

凌力爾特的幾個高速功率放大器提供了從外部設置工作靜態(tài)電流的能力。對于任何DSL標準的設計，這允許微調放大器的工作點，以實現(xiàn)最小的功耗和足夠的失真性能。然而，兩者之間存在直接的權衡。極低靜態(tài)電流的設計可顯著降低功耗，但要獲得最低失真性能，則需要為內部放大器電路提供額外的偏置電流。圖 5 示出了 LT1795 的工作電流的可調性。內部電流源通過單個外部電阻器進行設置。通過該源的電流被鏡像并放大，成為兩個放大器的偏置電流。圖5還顯示了調整工作電流對失真的影響。頻譜分析儀圖顯示了 20 個載波音（從 200kHz 到 500kHz）的互調分量。由于工作電流過低，線路上的信號失真太嚴重，干擾其他通道是不可避免的。然而，調高電流會使所有失真產物下降到本底噪聲中。這種調整應在實際傳輸條件下評估驅動器時進行，并針對可獲得的最高數(shù)據速率進行優(yōu)化。

圖 5a.適當調整工作電流可最大限度地減少工作電流。頻譜元件，調節(jié)電源電流。

圖 5b.帶 I 的 20 個載波音的頻譜Q每個放大器的電流為 12mA。

圖 5c.帶 I 的 20 個載波音的頻譜Q2.2mA/放大器

在多端口系統(tǒng)或高能效獨立調制解調器設計中，最好的電源和熱管理技術是在線路處于非活動狀態(tài)時關閉驅動器。數(shù)字電路始終知道何時沒有數(shù)據傳輸活動，并可以向驅動器發(fā)出信號以關閉操作。許多驅動器接受此控制信號并完全關閉內部電路。例如，LT1795 可在不需要傳輸數(shù)據時停機以消耗小于 200μA 的電流。當命令上電時，駕駛員只需要幾微秒即可恢復全部性能，與典型的通信訓練間隔相比，這是一個微不足道的時間。然而，當關斷時，放大器的輸出級會失去所有偏置并進入高阻抗狀態(tài)。這實質上打開了與變壓器后端接電阻的連接。由于這些電阻通常用于檢測從線路接收的信號，因此如果它們保持浮動狀態(tài)，則不會在其上產生信號。

圖6顯示了稱為部分關斷的省電功能，該功能使放大器保持輕微偏置，從而允許調制解調器繼續(xù)監(jiān)視線路以接收傳輸信號。在這里，精心選擇兩個電阻器來控制工作靜態(tài)電流，并在關斷時保持少量的“?；睢彪娏鳌ｋ娮杩s放可以適應從 DSP 處理器以任何邏輯電壓電平直接連接到 I/O 引腳。關斷至2mA的靜態(tài)電流水平可使輸出級保持活動狀態(tài)并端接接收到的信號檢測電阻，從而將空閑通道功耗和功耗降低10：1以上。

圖6.如何在保持接收器功能的同時降低空閑通道中的驅動器電源電流。

熱管理

根據所應用的ADSL標準、電源和所使用的變壓器匝數(shù)比，驅動器放大器封裝的功耗將在500mW至2W之間。平均功耗乘以從驅動器結點到環(huán)境空氣的總熱阻將決定工作結溫高于最高環(huán)境溫度的上升。大多數(shù)功率放大器具有內置的熱保護機制，當結溫超過典型值160°C時，該機制將禁用輸出級。 如果達到這個溫度，放大器將保護自己，但數(shù)據傳輸錯誤將比比皆是，并可能導致數(shù)據傳輸斷開。設計一個散熱系統(tǒng)，在最高預期環(huán)境溫度下將驅動器結溫限制在125°C以下，將確保連續(xù)運行。

幸運的是， 功耗水平不高到需要外部散熱器， 因此通?？梢酝ㄟ^PCB銅箔平面來管理散熱.此外，大多數(shù)功率放大器的封裝都使用熱傳導增強功能，例如熔斷或裸露的引線框架。熔斷引線框架具有多個封裝引腳，直接連接到連接IC的金屬焊盤。這為從IC的結點（從塑料封裝）到直接連接到PCB銅層的引腳的熱傳遞提供了連續(xù)的路徑。裸露的引線框架不會塑料封裝連接IC的底面金屬。這提供了一個可以直接連接到PCB銅的金屬焊盤，以便將熱量從IC安裝結熱源直接傳遞到環(huán)境空氣。裸露引線框架允許采用非常小的封裝，例如用于 LT1795CFE（一款 20 引腳 TSSOP 封裝）的封裝，使其具有與大尺寸封裝相似的導熱特性。具有良好導熱性的非常小的封裝可以為中心局應用提供非常密集的多端口ADSL系統(tǒng)。

傳播驅動器產生的熱量的最佳方法是使用盡可能多的銅平面，并通過從電路板頂部到底部的小過孔將它們“縫合”在一起，如圖7所示。這些通孔的直徑應足夠?。?5密耳或更?。?，以便在電鍍過程中完全填充焊料。這提供了從電路板頂部到底部的連續(xù)導熱路徑，以便最大限度地暴露在周圍環(huán)境中。除了“越大越好”之外，沒有固定的規(guī)則來確定PCB上銅平面的橫向面積，2oz銅比1oz銅更厚，因此更好的熱導體。圖7還顯示了從結到外殼的熱擴散熱阻的改善，PCB頂部和底部的銅箔面積各不相同。由于大部分熱量都消散在緊鄰驅動放大器封裝的區(qū)域，因此會出現(xiàn)一個收益遞減點，即更多的銅面積不能提供太多額外的好處。這可以從圖7中的熱阻圖中看出，其中，超過1in的總PCB面積2，進一步降低不熱阻最小。關于用于散熱的PCB平面的一個警告是，玻璃纖維材料（通常是FR-4）是一種相當好的熱絕緣體。任何穿過銅平面的組件互連走線都會顯著降低橫向區(qū)域的有效性。應在多層板的內層進行互連走線，以盡量減少組件之間的距離。DSL調制解調器中使用的邏輯電路的復雜互連通常需要多層PC板，該板可以在線路驅動器區(qū)域得到充分利用。

圖 7a.使用PCB銅箔進行散熱.

圖 7b. 通過增加銅箔面積來改善散熱。

可以采取的另一種措施是提供一些強制氣流冷卻。穿過驅動器封裝的線性氣流可以顯著降低從結點到環(huán)境的有效熱阻（θ賈）的散熱系統(tǒng)。每 100lfpm（線性英尺/分鐘）可將 2°C/W 降低至 3°C/W。這在封閉外殼中的多端口系統(tǒng)中尤其重要。

設計推薦畫廊

本節(jié)將提供每個ADSL標準的驅動器和接收器電路的示例。這些電路為實現(xiàn)DSL調制解調器的線路接口功能提供了良好的起點。這些電路的設計考慮了目前提到的所有因素，但其他系統(tǒng)變量，如可用電源電壓或AFE輸出和輸入動態(tài)范圍，可能需要進行一些修改。每個線路驅動器設計的總電壓增益，從差分輸入電壓到輸出到電話線的實際電壓，已調整到需要小于3V的值P-P來自提供傳輸信號的 AFE。調整放大器級的增益，以考慮所用變壓器的信號升壓以及通過背端接電阻的信號損耗。

所有設計的共同點是良好的電源旁路方法。如圖 8 所示。電源連接到電路板的點處的大值和小值旁路電容器可在很寬的頻率范圍內提供噪聲和紋波去耦。建議在驅動器和接收器電源引腳上增加高頻去耦。另一個直接連接在驅動器電源引腳之間的大值通過調整電容器有助于減少電源線上紋波的二次諧波分量。該組件來自每個電源的峰值電流需求，由于差分放大器拓撲（每個放大器在每個信號周期中源出并吸收一次峰值電流），每個輸入信號周期都會出現(xiàn)兩次峰值電流需求。

圖8.建議為任何設計提供旁路電源。

差分接收器

并非所有DSL調制解調器都需要接收器電路。一些模擬前端IC具有復雜的電路，可實現(xiàn)非常寬的動態(tài)輸入范圍，以便在通過接收/回波濾波器后直接從本底噪聲中拾取小的接收信號。其他設計使用第二個變壓器將差分接收信號直接處理到濾波器/ AFE。許多設計仍然傾向于檢測端接電阻兩端的差分信號，并在接收信號通過濾波器傳遞到AFE之前為接收信號提供增益。該基本差分接收器電路如圖9所示。每個接收器放大器都是一個求和級，它將接收到的信號和在變壓器初級端看到的衰減發(fā)射信號與加權的相反相位發(fā)射信號相加。發(fā)射信號的這種加權求和理想地抵消了180°異相信號，只將接收到的信號留在差分放大器輸出端。這稱為本地回聲消除。在標準線路驅動器設計中，圖9中節(jié)點A和B的發(fā)射信號幅度是節(jié)點C和D的兩倍。要消除接收器中的這些信號，需要電阻R。一個和 RB設置為電阻器R值的兩倍C和 RD.

圖9.基本差分接收器（4 線至 2 線）。

接收器的增益只是接收信號路徑的反相增益，RF1/RC和 RF2/RD.在隨后的驅動器設計示例中，接收器輸入電阻連接到節(jié)點A至D處的驅動器。接收器的推薦分量值提供從線路上出現(xiàn)的接收信號到差分接收器輸出的單位增益。這考慮了線路耦合變壓器的衰減。圖中還顯示了一個小型反饋電容，該電容在剛好高于接收信號帶寬的頻率下降低增益，該帶寬因應用而異。

ADSL 全速率或 G.Lite 上行 （CPE） 線路驅動器

該驅動器（圖10）是ADSL標準中功耗最低的，功耗低于500mW。較低的線路功率 13dBm 和由此產生的較低峰值電流要求允許使用 LT1886，它是一款高速 200mA 雙通道放大器。使用2：1的變壓器匝數(shù)比允許該驅動器由單個12V電源供電。

圖 10.全速率或 G.Lite 上游 （CPE） 驅動程序。

為了獲得最高的開環(huán)增益和帶寬以最大限度地減小失真，LT1886 進行了去補償，并且僅在閉環(huán)增益為 10 或更高的情況下保持穩(wěn)定。在這種設計中，每個放大器的信號增益僅為6.35。為了在如此低的增益值下保持穩(wěn)定，需要增加增益補償元件RC1， CC1/ 1C2和 CC2.這些分量僅在頻率大于15MHz時發(fā)揮作用，與增益設置電阻R0和 RG2，使每個放大器的反饋因子值為0.9，與閉環(huán)增益為10相同;因此，確保了穩(wěn)定性。

LT?1886 是一款 700MHz 增益帶寬放大器。如此高頻率下的增益和單位增益不穩(wěn)定的組合要求增益設置電阻在所有頻率下都返回到低阻抗。因此，兩個增益設置電阻接地，而不是使用連接到另一個放大器反相輸入的單個電阻。包括電容C1和C2，以防止對放大器的直流失調電壓施加增益。接收器放大器反饋電容的不同值考慮了全速率（1104kHz）或G.Lite（552kHz）實現(xiàn)中CO調制解調器下游信息的頻譜。

ADSL G.Lite 下行 （CO） 線路驅動器

這種中等功率（16.4dBm）驅動器需要的功率不到1W，如圖11所示。該設計采用±12V電源偏置，使用匝數(shù)比僅為1：1.2的變壓器。盡管峰值電流僅為 140mA，但由于其總工作電源電壓為 13.2V，因此無法使用 LT1886。取而代之的是采用非常小的 TSSOP 電源封裝的 LT1795CFE。這種小型封裝非常適合中央辦公室、多個 DSL 端口設計，可在單個 PC 卡上壓縮大量驅動程序。

圖 11.ADSL G.Lite 下游 （CO） 線路驅動程序。

ADSL 全速率下行 （CO） 線路驅動器

圖12是功耗最高的DSL線路驅動器應用，用于中心局應用，以在整個互聯(lián)網上獲得高達8Mbps的數(shù)據速率。此設計使用標準反向端接，可通過使用 2：1 匝數(shù)比變壓器由 ±12V 電源供電。這導致放大器的峰值輸出電流需求相當高，為355mA。LT1795 具有一個 500mA 的輸出電流額定值，再次能夠勝任這項任務。

圖 12.ADSL 全速率下行 （CO） 線路驅動器。

低功耗ADSL全速率下行（CO）線路驅動器

為了解決全速率ADSL驅動器的功耗和耗散問題，可以使用稍作修改的拓撲，如圖13所示。認識到放大器提供的功率的一半在變壓器反向端接電阻中損失，降低功耗的一個明顯方法是簡單地降低這些電阻的值。然而，這樣做會改變從電話線看到的調制解調器的輸出阻抗，并且還會減少這些檢測電阻上產生的接收信號量。雖然它由±12V電源供電，但圖13所示電路實現(xiàn)了300mW的節(jié)能。通過使用僅 1.5：1 的變壓器匝數(shù)比，驅動器電流可顯著降低。通常，這需要更高的電源電壓±14V和R英國電信電阻為22.2Ω。然而，盡管RBT電阻減小到13.3Ω，但電路仍保持100Ω的適當線路阻抗端接，并采用±12V電源供電。然而，它并不適合所有應用，因為它仍然會減少接收信號量。它最適用于使用靈敏接收器AFE的系統(tǒng)，該AFE仍然可以檢測到減少的接收信號。

圖 13.低功耗ADSL全速率下游（C）線路驅動器。

這種方法稱為主動終止。每個放大器中的少量正反饋從相反的放大器輸出獲得。該反饋使得在節(jié)點C和D處看到的有效輸出阻抗成為適當?shù)闹?，即使R。英國電信電阻器已從應有的水平減少了 40%。此拓撲的設計公式如下。

而不是使用 R 的標準值英國電信電阻，它可以降低到任何所需的值，并隨之而來的是接收信號損失。稱為 K 的因子可用于定義新的 R英國電信電阻：

使用標準端接和1：1.5匝數(shù)比變壓器，值為R英國電信應為22.2Ω。在圖13的設計中，該電阻減少了40%至13.3，因此系數(shù)K = 0.6。

從每個放大器的同相輸入到輸出節(jié)點A和B的正向路徑電路增益稱為G，其中G = 1+ RF/RG.

每側（從節(jié)點 D 到 A 和從節(jié)點 C 到 B）的正反饋信號路徑的增益稱為 P，其中 P = RF/RP.

使用這些縮寫：

對于正確的阻抗匹配：P = 1 – K。

為了從AFE輸出到線路獲得所需的電壓增益，AV，術語 G 設置為：

其中 e普里普利和 e線是變壓器初級和線路上的電壓，通過考慮匝數(shù)比和變壓器插入損耗來確定。

當通過正反饋修改閉環(huán)增益時，使用 LT1795 等高性能放大器不會導致失真性能的任何下降。可以顯著節(jié)省功耗，但該設計可能不適用于前面提到的所有應用。

結論

遵循本文中描述的設計過程應該使設計和實現(xiàn)變得簡單而準確。至少，它將確保電力和熱量問題得到適當?shù)目紤]。 凌力爾特提供各種高速、低失真功率放大器和低噪聲雙通道放大器，可用于實現(xiàn) DSL 調制解調器的驅動器/接收器功能（見表 3）。

審核編輯：郭婷