直流電壓控制高亮度LED的PWM調(diào)光

該LED驅(qū)動器電路包括遲滯控制器U1（MAX16820）、相關(guān)電源元件和基于四通道運算放大器U2（LMX324）的控制電路。U1 采用 24V 電源驅(qū)動 5 個 HB LED，僅使用電感器 L1、MOSFET Q1 和箝位二極管 D1。

高亮度 LED（HB LED）正在進入包括直流配電系統(tǒng)在內(nèi)的更傳統(tǒng)的照明（例如 24V MR-16 軌道燈）。HB LED效率更高，并且比鹵素?zé)艋螂瘹鉄艟哂懈L的使用壽命。

由于遲滯控制器價格低廉，為照明設(shè)計帶來簡單性，并且不需要補償網(wǎng)絡(luò)，因此它們非常適合驅(qū)動HB LED。遲滯控制器通常具有脈寬調(diào)制器（PWM）輸入，使不同占空比的脈沖序列能夠提供調(diào)光功能。然而，在轉(zhuǎn)換傳統(tǒng)照明系統(tǒng)時，一個問題是許多調(diào)光器提供1V-10V直流信號而不是PWM信號。為了延長HB LED的工作壽命，控制器還應(yīng)提供基于溫度的電流折返。

將直流電壓轉(zhuǎn)換為PWM信號很容易。當(dāng)您在一個輸入端施加直流電壓，在另一個輸入端施加三角波時，PWM信號出現(xiàn)在比較器的輸出端。然而，在嘗試將三角波與控制電壓對齊時，可能會出現(xiàn)頭痛。您希望占空比和控制電壓之間存在線性關(guān)系，最小控制電壓下的占空比為 0%，最大占空比為 100%。

圖1的原理圖包括遲滯控制器U1 （MAX16820）、相關(guān)功率元件和基于四通道運算放大器U2 （LMX324）的控制電路。U1 采用 24V 電源驅(qū)動 5 個 HB LED，僅使用電感器 L1、MOSFET Q1 和箝位二極管 D1。一個檢測電阻（R1）將電流設(shè)置為0.5A。當(dāng)電流檢測電壓降至190mV以下時，U1接通Q1，當(dāng)該電壓超過210mV時，U1關(guān)斷。遲滯控制器沒有時鐘，也不需要外部補償。圖2顯示了PWM信號中對應(yīng)于小導(dǎo)通時間的電流檢測波形。U1 還提供一個穩(wěn)定的 5V 電壓，用于為 PWM 轉(zhuǎn)換電路供電。

圖1.該可調(diào)負電源由一個由8位串行輸入DAC控制的反相倍增電荷泵組成。

圖2.圖1電路的電流檢測波形顯示了低占空比下的HB LED電流。

將控制電壓轉(zhuǎn)換為PWM信號的困難在于將三角波的峰值和谷值電壓設(shè)置為與控制電壓的相應(yīng)最大值和最小值（VCNTL).U2中的兩個運算放大器產(chǎn)生三角波，該三角波在R7–R8分壓器設(shè)置的上限電壓電平和R7–R8設(shè)置的較低電壓電平之間振蕩||R9 分頻器。U2A的輸出為占空比為50%的軌到軌方波。將 U2B+ 設(shè)置為等于 V抄送/2使U2B輸出與方波積分，產(chǎn)生對稱的線性三角波。R10和C4設(shè)置工作頻率。

在三角波谷處實現(xiàn)0V是很困難的，因為U2B輸出的最差情況最小值為60mV。因此，我們選擇250mV的谷值和2V的峰值。因為VCNTL范圍為 0V 至 10V，R12–R13 分頻 VCNTL通過5，限制降低的控制電壓，V紅，至2.0V，從而匹配三角波的峰值電壓。U2D通過將三角波與V進行比較來創(chuàng)建PWM脈沖序列紅.三角波谷值為250mV，因此PWM信號保持在0%，直到VCNTL達到1.25V。此操作會導(dǎo)致較小的偏移誤差，該誤差在低 V 值時最為明顯CNTL，但它也通過保證 OFF 位置賦予優(yōu)勢。圖3顯示了三角波如何將分壓控制電壓轉(zhuǎn)換為脈寬調(diào)制波形。

圖3.同樣從圖1中，這些波形顯示了V的16%占空比CNTL= 2V。

運算放大器U2C提供基于溫度的電流折返。R4/R5/R6分壓器向U2C的同相輸入提供1.5V的電壓，幾乎比三角波的峰值（2V）低一個二極管壓降。熱敏電阻R2（具有負溫度系數(shù)的電阻）在25°C時標(biāo)稱值為100kΩ，但在50°C時其值下降至33kΩ。 在該溫度下，R2–R3分壓器產(chǎn)生1.5V電壓，在這個平衡點上，U2C的正、負和輸出端子均處于1.5V，并且即將拉動V紅更低，通過 D2。在70°C時，R2降至15.5kΩ，運算放大器輸出降至1.0V，拉動V紅至約1.6V。該動作通過將70°C下的最大占空比限制為80%，實現(xiàn)了所需的電流折返。電阻值的簡單變化允許電路接受不同的VCNTL范圍，并具有不同的溫度折返特性。

審核編輯：郭婷