改善高動(dòng)態(tài)范圍RMS射頻功率檢波器的溫度、穩(wěn)定性和線性度

圖3.AD8362對(duì)數(shù)均方根直流轉(zhuǎn)換器均方根直流轉(zhuǎn)換器的輸入信號(hào)施加于VGA輸入。VGA的輸出施加于低范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器。將該檢波器的輸出與設(shè)定點(diǎn)電壓進(jìn)行比較，設(shè)定點(diǎn)電壓產(chǎn)生誤差信號(hào)，反饋回VGA的增益控制輸入。

輸入信號(hào)施加到VGA。VGA的輸出施加于低范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器。該檢波器的輸出與VGA輸出信號(hào)的均方根電壓成正比。

固定基準(zhǔn)電壓（也稱為目標(biāo)電壓）施加于相同的低動(dòng)態(tài)范圍均方根至直流轉(zhuǎn)換器。兩個(gè)檢測(cè)器的輸出施加于產(chǎn)生誤差信號(hào)的誤差放大器/積分器。誤差放大器的輸出施加于VGA的增益控制輸入。VGA的增益控制傳遞函數(shù)為負(fù)，即電壓增加會(huì)降低增益。

當(dāng)向電路施加小輸入信號(hào)時(shí)，來(lái)自信號(hào)路徑檢測(cè)器的電壓將很小，從而產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)VGA的誤差減小信號(hào)。該誤差信號(hào)將繼續(xù)減小，增加VGA增益，直到信號(hào)鏈檢波器的輸出等于參考檢波器的輸出。

同樣，較大的輸入信號(hào)將產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)遞增，從而降低VGA的增益，直到來(lái)自信號(hào)路徑檢測(cè)器的電壓等于參考檢測(cè)器的電壓。在所有情況下，當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到平衡時(shí)，均方根直流轉(zhuǎn)換器的輸入電壓建立到相同的值。因此，低范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器需要非常小的工作范圍即可使電路工作。

VGA的傳遞函數(shù)以dB為單位線性，即以dB為單位的增益與控制電壓成正比，以伏特為單位。在這種情況下，VGA增益控制的斜率約為–50 mV/dB。結(jié)果是整個(gè)電路的對(duì)數(shù)傳遞函數(shù)（即VGA輸入與誤差放大器輸出之間的關(guān)系），即輸出電壓與對(duì)數(shù)或均方根輸入電壓成正比。請(qǐng)注意，該增益控制功能的溫度穩(wěn)定性對(duì)于均方根測(cè)量的整體溫度穩(wěn)定性至關(guān)重要。

高斯插值器

圖2顯示了一致性曲線中的周期性紋波。這種紋波的來(lái)源是高斯插值器。高斯插值器確定從可變衰減器獲取信號(hào)的節(jié)點(diǎn)。然后，將其應(yīng)用于構(gòu)成AD8362VGA輸出級(jí)的固定增益放大器。

衰減器和高斯插值器電路的簡(jiǎn)化原理圖如圖4所示。輸入梯形衰減器由多個(gè)部分組成，每個(gè)部分將輸入信號(hào)衰減6.33 dB。信號(hào)通過(guò)可變跨導(dǎo)級(jí)從這些部分分接。高斯插值器根據(jù)施加到可變衰減器控制端口的控制信號(hào)確定哪些跨導(dǎo)級(jí)處于活動(dòng)狀態(tài)，從而確定應(yīng)用于輸入信號(hào)的衰減量。

圖4.AD8362 VGA衰減器，內(nèi)置高斯插值器。雖然高斯插值器的存在在輸出電壓和控制電壓之間產(chǎn)生連續(xù)關(guān)系，但這種關(guān)系具有周期性紋波。

落在抽頭點(diǎn)之間的衰減水平要求相鄰的跨導(dǎo)級(jí)同時(shí)處于活動(dòng)狀態(tài)，以根據(jù)指示傳導(dǎo)更努力的跨導(dǎo)單元產(chǎn)生這些抽頭點(diǎn)的加權(quán)平均值。相鄰級(jí)的電導(dǎo)變化以沿衰減器滑動(dòng)抽頭點(diǎn)的方式是一致性曲線中觀察到紋波的原因。

濾除錯(cuò)誤信號(hào)

低范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器中的平方單元產(chǎn)生一個(gè)直流元件和一個(gè)輸入頻率兩倍的元件。這是從三角恒等式得出的

如果此信號(hào)是單音正弦波，則平方單元的輸出將是直流分量和輸入頻率兩倍的正弦波音。誤差放大器/積分器的主導(dǎo)極點(diǎn)將濾除雙頻分量，只留下直流分量。

如果輸入信號(hào)是寬帶信號(hào)，例如CDMA或?qū)拵DMA（WCDMA）信號(hào)，則在直流處出現(xiàn)的分量范圍從直流到原始信號(hào)帶寬的一半。因此，一旦雙倍頻率被濾除，反饋到VGA的電路輸出仍然包含明顯的紋波，表現(xiàn)為疊加在直流電平上的類似噪聲的信號(hào)。通常的做法是增加誤差放大器中的濾波，使誤差放大器輸出端的信號(hào)噪聲顯著降低。這導(dǎo)致整個(gè)電路的無(wú)噪聲輸出。

去除傳遞函數(shù)紋波

圖5顯示了利用這種基帶噪聲的電路的替代配置。與圖3所示電路相比，積分器外部濾波電容的尺寸顯著減小，但仍保持足夠大，以實(shí)現(xiàn)有效的均方根平均。當(dāng)寬帶信號(hào)作為電路的輸入時(shí)，誤差放大器的輸出包含大量噪聲，但仍以正確的均方根輸出電平為中心。誤差放大器輸出端的噪聲電平設(shè)置為至少300 mV p-p的水平，300 mV是VGA的R-2R梯形圖上相鄰抽頭之間的dB距離×VGA的增益控制斜率（即50 mV/dB×6 dB）。只要該輸出噪聲水平至少為300 mV p-p，其實(shí)際值就不重要。

圖5.濾波電容器的尺寸減小，濾波電容器通常用于降低平方單元輸出端的噪聲。反饋到VGA的噪聲導(dǎo)致VGA的增益在至少6 dB的范圍內(nèi)波動(dòng)。這往往會(huì)使VGA傳遞函數(shù)中的紋波趨于均勻，進(jìn)而使整個(gè)電路的傳遞函數(shù)趨于平衡。平方器輸出端的噪聲在測(cè)量之前經(jīng)過(guò)外部濾波。

這種輕微濾波的信號(hào)被反饋到VGA控制輸入。該信號(hào)中的噪聲導(dǎo)致VGA的增益圍繞中心點(diǎn)波動(dòng)。VGA的增益控制斜率為50 mV/dB。因此，噪聲將導(dǎo)致VGA的瞬時(shí)增益變化約6 dB。高斯插值器的游標(biāo)在R-2R梯形圖的大約一個(gè)抽頭上來(lái)回移動(dòng)。

由于增益控制電壓在高斯插值器的至少一個(gè)抽頭上不斷移動(dòng)，因此VGA輸出的均方根信號(hào)強(qiáng)度與VGA控制電壓之間的關(guān)系與VGA的增益控制紋波無(wú)關(guān)。施加到平方單元的信號(hào)現(xiàn)在經(jīng)過(guò)輕微的AM調(diào)制。但是，這種調(diào)制不會(huì)改變信號(hào)的峰均比。

由于濾波電容減少，誤差放大器輸出端的均方根電壓現(xiàn)在包含顯著的峰峰值噪聲。雖然在噪聲完好無(wú)損的情況下將該信號(hào)反饋回VGA增益控制輸入至關(guān)重要，但進(jìn)入外部測(cè)量節(jié)點(diǎn)的均方根電壓可以使用簡(jiǎn)單的濾波器進(jìn)行濾波，以產(chǎn)生基本無(wú)噪聲的均方根電壓。

圖6顯示了均方根直流轉(zhuǎn)換器傳遞函數(shù)紋波的降低。反饋到VGA增益控制端子的600 mV峰峰值噪聲可能看起來(lái)不必要，因?yàn)橹恍枰銐虻脑肼晛?lái)行使超過(guò)6 dB的增益控制電壓（R-2R階梯上的一次抽頭）。然而，隨著擴(kuò)頻CDMA信號(hào)中的呼叫負(fù)載降低，信號(hào)的峰均比也會(huì)降低。這樣可以減少檢測(cè)器輸出端出現(xiàn)的噪聲。因此，峰峰值噪聲的設(shè)置使其始終跨越R-2R梯形圖上的至少一個(gè)抽頭。請(qǐng)注意，誤差函數(shù)中的峰值約為–57 dBm是由于用于測(cè)量輸送到電路的功率的高動(dòng)態(tài)范圍均方根功率計(jì)頭的測(cè)量誤差造成的。

圖6.降低高峰均比信號(hào)的傳遞函數(shù)紋波（單載波WCDMA，測(cè)試模型16，2.2 GHz）。–57 dBm處的峰值是由于測(cè)量誤差造成的。

圖7顯示了施加未調(diào)制正弦波時(shí)修改電路的傳遞函數(shù)。傳遞函數(shù)紋波不會(huì)減少。如前所述，當(dāng)正弦波施加到平方單元時(shí)，輸出產(chǎn)物是雙頻和直流電壓電平。由于正弦波是窄帶，因此在接近直流時(shí)不會(huì)出現(xiàn)類似噪聲的電壓。一旦雙頻被移除，就沒(méi)有交流分量可用于在任何范圍內(nèi)執(zhí)行VGA的增益控制輸入。

圖7.對(duì)電路施加未調(diào)制（2.2 GHz）正弦波不會(huì)降低傳遞函數(shù)紋波，因?yàn)樵诘头秶礁鶛z波器的輸出端不會(huì)產(chǎn)生基帶抖動(dòng)。

VTGT的抖動(dòng)注射

圖8顯示了可用于這些情況的替代電路。執(zhí)行VGA所需的抖動(dòng)信號(hào)耦合到基準(zhǔn)電壓（也稱為目標(biāo)電壓）上。這會(huì)在誤差放大器的輸出端產(chǎn)生干擾，并反饋到VGA增益控制輸入端。耦合到VREF信號(hào)的信號(hào)可以是噪聲或相干信號(hào)，例如正弦波。

圖8.抖動(dòng)信號(hào)可以施加到 VTGT 引腳。如果輸入信號(hào)的峰均比較低（例如正弦波），則此技術(shù)很有用。抖動(dòng)信號(hào)可以是正弦波或白噪聲。

圖9顯示了當(dāng)正弦波作為輸入信號(hào)時(shí)該電路的傳遞函數(shù)。VTGT電壓標(biāo)稱為1 V dc，現(xiàn)在疊加了500 mV p-p，10 kHz正弦波。實(shí)現(xiàn)的傳遞函數(shù)紋波降低與WCDMA信號(hào)相似。抖動(dòng)信號(hào)的頻率不是很關(guān)鍵。它應(yīng)該設(shè)置得足夠高，以便可以輕松濾除輸出紋波，同時(shí)實(shí)現(xiàn)所需的脈沖響應(yīng)時(shí)間。

圖9.通過(guò)在VTGT輸入端施加抖動(dòng)信號(hào)（10 kHz時(shí)為500 mV p-p，直流電平= 1 V），對(duì)于具有低峰均比的輸入信號(hào)，可以實(shí)現(xiàn)類似的紋波降低。在這種情況下，輸入信號(hào)是2.2 GHz正弦波。

溫度補(bǔ)償

除了傳遞函數(shù)紋波引起的測(cè)量不確定度外，器件的溫度漂移還會(huì)導(dǎo)致進(jìn)一步（和更大）的測(cè)量不確定度（圖 2）。然而，觀察大量器件（圖10）表明，溫度漂移具有一致的趨勢(shì)。輸出電壓隨著溫度的降低而增加。但是，漂移量會(huì)因零件而異。此外，漂移的大小隨頻率而變化。附錄顯示了其他頻率下總體的溫度漂移圖。

圖 10.2.2 GHz（平均±（3 sigma）時(shí)器件間溫度漂移的統(tǒng)計(jì)分布顯示，輸出電壓在冷時(shí)始終高，在熱時(shí)始終低。溫度漂移主要由截距的移動(dòng)決定。

使用圖11所示的簡(jiǎn)單技術(shù)，可以進(jìn)一步降低該器件的溫度漂移。如前所述，AD8362輸出電壓的漂移主要是由截距漂移引起的。整個(gè)傳遞函數(shù)隨著溫度的升高而趨于下降，而斜率保持相當(dāng)穩(wěn)定。這使得溫度漂移與輸入電平相當(dāng)獨(dú)立。根據(jù)特定輸入電平（例如 5 dBm）的漂移，以這種方式補(bǔ)償溫度漂移，將在整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)保持良好狀態(tài)（圖 12）。

圖 11.通過(guò)在對(duì)數(shù)放大器的輸出電壓上增加一個(gè)小失調(diào)電壓和一個(gè)正溫度系數(shù)，可以進(jìn)一步降低AD8362的低溫度漂移。

圖 12.采用簡(jiǎn)單的交調(diào)距溫度補(bǔ)償方案，可以顯著降低AD8362的溫度漂移。在這種情況下，5 dBm時(shí)的2.2 GHz漂移得到補(bǔ)償。由于溫度漂移以截距為主，因此在整個(gè)范圍內(nèi)都能實(shí)現(xiàn)良好的性能。

補(bǔ)償方案很簡(jiǎn)單，依靠精密溫度傳感器TMP36驅(qū)動(dòng)電阻分壓器的一側(cè)，另一側(cè)由AD8362驅(qū)動(dòng)，輸出在中心抽頭處獲取。TMP36 在 25°C 時(shí)的輸出電壓為 750 mV，溫度系數(shù)為 10 mV/°C。 隨著溫度的升高，AD8362的電壓下降，而TMP36的電壓上升。選擇R1和R2，以使電阻分壓器中心的電壓在整個(gè)溫度范圍內(nèi)保持穩(wěn)定。實(shí)際上，R2將比R1大得多，因此電路的輸出電壓將非常接近AD8362的VOUT引腳電壓。

選擇 R1 和 R2

電阻比R1/R2由AD8362在目標(biāo)頻率下的溫度漂移決定。選擇特定輸入電平的漂移。這樣可以在該級(jí)別上產(chǎn)生最佳精度。在本例中，R1和R2是根據(jù)輸入電平為5 dBm時(shí)的漂移選擇的。R1 和 R2 根據(jù)公式選擇

其中10 mV/°C是TMP36的漂移，AD8362的漂移規(guī)格為mV/°C。 以dB/8C為單位的溫度漂移通過(guò)乘以對(duì)數(shù)斜率轉(zhuǎn)換為mV/°C。例如，900 MHz時(shí)的漂移為–0.008 dB/°C（5 dBm時(shí)），通過(guò)乘以50 mV/dB斜率轉(zhuǎn)換得到–0.4 mV/°C。 表I顯示了該計(jì)算結(jié)果以及R2和R1在900 MHz、1900 MHz和2200 MHz頻率下的結(jié)果值。

復(fù)合紋波降低和溫度補(bǔ)償電路

溫度補(bǔ)償和傳遞函數(shù)紋波降低這兩種方案可以組合在一起，產(chǎn)生一個(gè)高度線性、溫度穩(wěn)定的均方根檢波器。

圖13所示為電路實(shí)現(xiàn)方案。兩個(gè)補(bǔ)償電路通過(guò)運(yùn)算放大器緩沖器相互隔離。

圖 13.抖動(dòng)減少和溫度補(bǔ)償方案可以組合在一起，以產(chǎn)生具有低溫度漂移和出色傳遞函數(shù)線性度的單個(gè)電路。

圖14顯示了該電路在–40°C、+25°C和+85°C下在2.2 GHz下測(cè)得的傳遞函數(shù)。 在 60 dB 范圍內(nèi)，測(cè)量誤差約為 ±0.5 dB。如前所述，約–57 dBm的誤差尖峰是由于測(cè)量中使用的高動(dòng)態(tài)范圍均方根功率計(jì)頭向AD8362報(bào)告輸入信號(hào)不足所致。

圖 14.將紋波降低和溫度補(bǔ)償方案相結(jié)合，可在大約60 dB的范圍內(nèi)產(chǎn)生測(cè)量線性度約為±0.5 dB的電路（低功耗下的誤差過(guò)大是由于測(cè)量誤差）。

結(jié)論

雖然AD8362，一個(gè)60 dB對(duì)數(shù)TruPwr?探測(cè)器，具有優(yōu)異的基線性能，其測(cè)量精度可以進(jìn)一步提高。所使用的技術(shù)很簡(jiǎn)單，涉及電阻器、電容器和溫度傳感器，并且由于溫度漂移的部件間可重復(fù)性，可以批量生產(chǎn)。

審核編輯：郭婷